Operační zesilovač s proudovou zpětnou vazbou

Operační zesilovač s proudovou zpětnou vazbou ( operační zesilovač s TOC [1] , operační zesilovač TOC ), méně běžně transimpedanční zesilovač  - elektronkový zesilovač se dvěma vstupy, jehož invertující vstup, obvykle používaný pro negativní zpětnou vazbu , má nízký vstupní odpor a je řízen proudem , nikoli napětím , jak je zvykem u klasických operačních zesilovačů (op-amp) s diferenciálním vstupem .

Hlavní výhodou operačního zesilovače TOS oproti klasickým operačním zesilovačům s negativní napěťovou zpětnou vazbou (NFB) je vysoká rychlost, a to: vysoká rychlost přeběhu (až 9 V / ns v komerčních integrovaných obvodech [2] ), krátká doba ustálení a velká šířka pásma . Mezní frekvence sériového OA TOS v obvodu s OOS se pohybuje od 100 MHz do 2 GHz - závisí pouze na odporu obvodu OOS a vestavěné korekční kapacitě a prakticky nezávisí na uvedeném zesílení [3 ] . Frekvence signálu plného výkonu operačního zesilovače TOC je obvykle stejná jako jeho malá mezní frekvence signálu a přesahuje frekvenci klasického operačního zesilovače. Nelineární zkreslení operačního zesilovače TOS na vysokých frekvencích je nižší než u klasického operačního zesilovače [3] .

Vysokorychlostní výkon je dosažen asymetrií a obvodovou jednoduchostí vstupního stupně a v důsledku toho nízkou přesností [4] . OU TOS se používají hlavně k zesílení a filtrování signálů v širokopásmových zařízeních na frekvencích nad 100 MHz [5] [6] : v radaru , video technice , v kabelových a optických komunikačních systémech a digitálním zpracování vysokofrekvenčních signálů. Popularita OU TOS je omezena určitou složitostí aplikace a nedostatečnou přesností [7] . Hlavní spínací obvody operačního zesilovače TOS se topologicky shodují se spínacími obvody klasického operačního zesilovače, realizace ostatních typických obvodů je obtížná až nemožná. Je možné, že další vývoj obvodů klasického operačního zesilovače dále zúží rozsah TOS operačního zesilovače [8] .

Jak to funguje

Ve většině analogových elektronických zařízení je nosičem informace nebo analogovým signálem elektrické napětí a hlavní strukturální jednotkou zpracování signálu je elektronický zesilovač napětí [11] . Až do poloviny 90. let dominovaly analogové elektronice napěťově řízené operační zesilovače – univerzální zesilovače napětí schopné realizovat téměř všechny potřebné funkce zpracování analogového signálu [12] .

Výkon jakéhokoli napěťového zesilovače je omezen dobou nabíjení kapacit analogové cesty - za prvé Millerovými kapacitami tranzistorů a za druhé  parazitními kapacitami ostatních součástek a vodičů obvodu [13] [14] . Výkon klasického operačního zesilovače je dále omezen korekční kapacitou, která je záměrně zabudována do obvodu pro zajištění stability na vysokých frekvencích [15] . Parazitní indukčnosti vodičů omezují rychlost nárůstu proudů a také snižují rychlost, ale u skutečných integrovaných obvodů (IO) je vliv indukčností mnohem menší než vliv kapacit [13] . Z tohoto důvodu jsou proudové zesilovače vždy rychlejší než napěťové zesilovače postavené na srovnatelné základně prvků [13] [16] . V ideálním proudovém zesilovači k dobíjení kapacit nedochází vůbec, jelikož napětí na prvcích obvodu zůstávají nezměněna [17] [18] . Pokud by vstupní a výstupní signály proudového zesilovače měly být napětí, pak jsou na vstupu a výstupu umístěny odpovídající push-pull emitorové sledovače schopné rychle nabíjet a vybíjet parazitní kapacity [17] .

Právě podle tohoto schématu (sledovač vstupního napětí → proudové zrcadlo → převodník proudu na napětí → sledovač výstupního napětí) se staví operační zesilovače s proudovou zpětnou vazbou. Operační zesilovače TOS jsou jakýmsi analogem klasických operačních zesilovačů s napěťovou zpětnou vazbou a liší se od nich dvěma architektonickými rysy [19] :

, kde  je frekvenčně závislý převodní faktor vstupního proudu na výstupní napětí ( transimpedance ) [19] .

V alternativním znázornění je OU TOS neinvertující proudový konvejor druhé generace (CCII +), zatížený transimpedancí a přizpůsobený externí zátěži sledovačem výstupního napětí [9] . Výklad OU TOS z hlediska teorie proudových konvejorů existuje v akademickém prostředí, přičemž samotní výrobci tyto termíny nepoužívají [20] [comm. 1] . Transimpedance sériových operačních zesilovačů TOS je tak velká, že se stejně jako klasické operační zesilovače používají výhradně v obvodech s hlubokým OOS [22] .

Historie vývoje

Moderní proudové analogové integrované obvody se vracejí ke dvěma základním myšlenkám: proudový dopravník vynalezený v letech 1968-1970 Smithem a Cedra a princip translinearity navržený v roce 1975 Barry Gilbertem [23] . Základní obvod operačního zesilovače TOC, který doplňuje proudový konvejor druhé generace s translineárním výstupním sledovačem [24] , byl vyvinut na počátku 80. let minulého století skupinou inženýrů Hewlett-Packard vedenou Davidem Nelsonem [25] . V roce 1983 podal Nelson patent na vynález, půjčil si 50 000 dolarů od příbuzných a založil nezávislou společnost Comlinear [26] . První jím vyrobené operační zesilovače TOC byly použity ve výstupních stupních měřicích generátorů Hewlett-Packard [25] .

Brzy se zesilovače Nelson, které se od svých předchůdců příznivě lišily snadností integrace do stávajících obvodů a na svou dobu nejširší šířkou pásma (od stejnosměrného proudu až po stovky MHz [comm. 2] ), pevně vstoupily do arzenálu konstruktérů televizního vysílání a radarová technologie [25] [26] . Jednalo se o objemné, podle moderních standardů, hybridní sestavy v kovových pouzdrech průmyslového typu [25] . V těchto letech bylo nemožné implementovat obvod Nelson v monolitickém polovodičovém IC - technologie počátku osmdesátých let neumožňovaly na čipu vytvářet vysokofrekvenční tranzistory pnp a tranzistory pomalé strany dostupné vývojářům v 70. počátku 80. let byly pro výstavbu OU TOS zcela nevhodné [25] [28] [29] [27] . Teprve v roce 1987 přinesl Elantec na trh první monolitický OA TOS EL2020. V roce 1988 jej následovaly monolitické integrované obvody Comlinear CLC400, Analog Devices AD846 [30] a AD811 ,  jeden z komerčně nejúspěšnějších operačních zesilovačů TOC [25] . Zároveň byly sériové operační zesilovače TOC rozděleny do dvou nestejných tříd: s vestavěnou korekční kapacitou (naprostá většina produktů) a s možností externí korekce (Z-výstup) - AD844, OPA660 a jejich analogy [24] [31] .

Na počátku 21. století jsou masovou oblastí použití operačního zesilovače TOC zesilovače pro širokopásmový signál DSL a komunikační systémy přes elektrické vedení [25] , kde výstupním zesilovačem typického DSL modemu je duální operační zesilovač TOC. [25] . Všechny sériové operační zesilovače TOC počátku 21. století jsou vyráběny pomocí drahých, obtížně vyrobitelných [29] bipolárních technických postupů křemík na izolátoru , které umožňují vytvářet rychlé pnp- a npn-tranzistory s dobře sladěnými parametry. na čipu [32] . Nenapravitelná nevýhoda těchto technologií – špatný odvod tepla z tranzistorů – generuje znatelné tepelné zkreslení signálu při nízkých frekvencích, ale v typických aplikacích TOS operačních zesilovačů nejsou kritické [33] [34] . Existují alternativní topologie proudu založené na strukturách MOS , ale žádná z nich nebyla schopna nahradit bipolární TOC operační zesilovače ve výrobě [32] .

Otázky terminologie

V literatuře o elektronice se pojem „proudové zpětné vazby“ nebo „proudové zpětné vazby“ ( angl.  current feedback ) tradičně uplatňoval a nadále uplatňuje u zesilovačů, jejichž zpětnovazební signál je úměrný proudu procházejícím zátěží, a koncept "napěťové zpětné vazby" - k zesilovačům, jejichž OOS signál je úměrný napětí na zátěži [35] [36] . U obou konfigurací zpětnovazebního obvodu je obvykle napěťově řízen zesilovač samotný. První výjimkou z tohoto pravidla byli přímí předchůdci operačních zesilovačů TOC, elektronkové „zesilovače s proudovou zpětnou vazbou“, ve kterých byl zpětnovazební proud (spíše než napětí) přiváděn do nízkoodporového katodového obvodu vstupní elektronky [37] . Koncepce zesilovače s proudovou zpětnou vazbou byla v tomto alternativním smyslu používána již ve 30. letech 20. století, například v recenzním příspěvku Fredericka Termana z roku 1937 [38] - samotný princip je znám již od prací Lee de Foresta a Edwina Armstronga v 20. léta 20. století [39] . V anglicky psané literatuře 70.-90. let byl termín „amplifier with current feedback“ aplikován na integrované proudově rozdílové zesilovače Norton [40] .

Zesilovače podle Nelsonova schématu byly v anglické literatuře nejprve nazývány „Comlinear zesilovače“ ( anglicky  Comlinear zesilovač [41] ), poté termín „amplifiers with current feedback“ ( anglicky  current feedback zesilovač , zkráceně CF zesilovač , CFA , CFB ) převzal. Ještě v roce 1990 byl uzavřen do uvozovek, aby se odlišil od tradičního pojetí [42] (v ruskojazyčných článcích se uvozovky používají i v 21. století [43] ). Poté byl v literatuře přes nežádoucí nejednoznačnost stanoven nový výklad - z tradičního pohledu jsou operační zesilovače TOS pokryty napěťovou zpětnou vazbou [44] . Alternativní termín, transimpedanční zesilovač , se používá méně často a není zcela správný [44] . Transimpedanční zesilovač (napěťový zdroj řízený proudem) může být implementován na operační zesilovač libovolného typu, přičemž koncept operačního zesilovače TOS zahrnuje mimo jiné speciální obvody vstupního stupně, které se zásadně liší od obvodů klasických operačních zesilovačů. [44] [30] .

Na trhu jsou mikroobvody, které kombinují vlastnosti jak „čistých“ TOC operačních zesilovačů, tak klasických operačních zesilovačů. Vysokorychlostní integrované obvody, ve kterých je mezi invertujícím vstupem a jádrem zabudován další vyrovnávací stupeň, vyrobený podle schématu TOC operačního zesilovače (LM7171 a analogy), nejsou výrobci umístěny jako TOC operačního zesilovače, ale jako operační zesilovač s napěťovou zpětnou vazbou [45] . Mikrovýkonové integrované obvody s extrémně nízkou výstupní impedancí, ve kterých je vstupní sledovač operačního zesilovače TOC pokryt hlubokou napěťovou zpětnou vazbou (řada „CFB plus“ od Burr-Brown a Texas Instruments ), jsou umístěny jako podtřída OP TOC. -amp [46] . Malá podtřída operačních zesilovačů TOS s možností externí korekce (Burr-Brown OPA660, Analog Devices AD846 a další) nedostala zvláštní jméno, ve vědecké literatuře jsou obvykle považovány nikoli za operační zesilovače, ale za proudové konvejory.

V dokumentaci Burr-Brown z 90. let se vstupní proudové potrubí OPA660 nazývalo diamantový tranzistor (v ruském překladu „diamantový tranzistor“) a výstupní sledovač se nazýval diamantový buffer („diamantový“ buffer). Význam prvního z těchto názvů byl ten, že proudový konvejor druhé generace byl považován za ideální třísvorkový proudový zesilovač, jakýsi „tranzistor“ (jeho „emitor“ byl výstupem sledovače a jeho „kolektor“ “ byl výstup současných zrcadel) [47] [48] . Navrhované termíny se neujaly, ale fráze diamantový tranzistor ("diamantový tranzistor") se někdy používá k označení push-pull emitorového sledovače [49] [50] . V domácí praxi konstruktérů audiofrekvenčních koncových zesilovačů se podobnému základnímu obvodu v 80. letech 20. století říkalo „paralelní“ zesilovač [51] .

Obvod

Vstupní fáze OU TOS se provádí podle schématu push-pull emitorového sledovače. Obvykle se používá čtyřtranzistorová translineární konfigurace ( diamantový  tranzistor , smíšený translineární článek , MTC-II [54] ), méně často - push-pull diode-biased repeater ( MTC-I [54] ) .  Přenosový koeficient repeateru pracujícího v čistém módu A se tak blíží jednotě, že jeho odchylky od ideálu bývají zanedbávány [5] [41] . Vstup opakovače je neinvertující (potenciální) vstup OU TOS, výstup opakovače je invertující (proudový) vstup OU TOC. Na rozdíl od symetrického diferenciálního stupně na vstupu klasického operačního zesilovače jsou vstupy operačního zesilovače TOS zásadně asymetrické, takže se téměř nikdy nepoužívá v obvodech citlivých na vstupní asymetrii, například v diferenciálních odčítacích zesilovačích [ 55] .

Výstupní impedance sledovače  je důležitým ukazatelem, který omezuje přesnost zařízení na základě TOC operačního zesilovače [56] . V sériovém OA TOS nepřesahuje 50 Ohm [5] . Teoreticky je úměrný absolutní teplotě a nepřímo úměrný klidovému proudu sledovače [57] [58] , v reálných IO je to nestabilní, špatně předvídatelný indikátor [59] . Vzhledem k nevyhnutelnému nesouladu párů pnp- a npn-tranzistorů se jeho hodnoty pro příchozí a odchozí proudy mohou výrazně lišit [60] , na vysokých frekvencích se postupně zvyšují, což mírně zlepšuje stabilitu zesilovače [5] . V praxi jsou tyto jevy zanedbávány a zpětnovazební obvody jsou navrženy tak, aby byla zajištěna stabilita na jakýchkoliv možných hodnotách v celém pracovním frekvenčním rozsahu [59] .

V horním a spodním výkonovém rameni vstupního sledovače jsou zahrnuta dvě proudová zrcadla , která spolu s sledovačem tvoří neinvertující proudový konvejor druhé generace (CCII+). Diferenciální proud generovaný zrcátky , rovný nebo přímo úměrný výstupnímu proudu sledovače , se blíží k podmíněnému "země" [comm. 3] prostřednictvím frekvenčně závislého impedančního svodového obvodu . Jeho aktivní složka (od stovek kOhm do několika MΩ ) nastavuje zesílení operačního zesilovače TOS v nízkofrekvenční oblasti a spolu s kapacitní složkou (zlomky pF nebo několik pF) - mezní frekvenci operačního zesilovače. zesilovač TOS s otevřenou smyčkou NF: , řádově několik set kHz [22] [61] . Proudová zrcadla a svodový obvod tvoří proudově řízený zdroj proudu s připojenou transimpedancí . Výsledné napětí se rovná součinu .

Výstupní emitorový sledovač přenáší toto napětí na výstup operačního zesilovače TOC. Konečná výstupní impedance operačního zesilovače TOS může ovlivnit jeho chování při provozu na nízkoodporové nebo kapacitní zátěži, ale ve výpočtech se obvykle zanedbává [22] . Koncové stupně OA TOS jsou navrženy pro provoz na zátěžích s odporem 100 ohmů nebo méně (proti typické zátěži 600 ohmů pro klasický operační zesilovač) [62] . Podle údajů z roku 2006 začínají frekvenční omezení výstupního stupně křemíkového operačního zesilovače TOS ovlivňovat frekvence nad 1,3 GHz a u slibných integrovaných obvodů založených na heterostrukturách SiGe  na frekvencích nad 20 GHz [43] [63] .

Dynamické ukazatele

Zisk

V neinvertujícím zapojení je zesílené napětí přivedeno na neinvertující vstup operačního zesilovače TOC a jeho invertující vstup je připojen ke středu děliče připojeného mezi výstup operačního zesilovače a společný drát. V souladu s prvním Kirchhoffovým zákonem je algebraický součet proudů tekoucích do středního bodu děliče a tekoucích z něj roven nule:

Jako první přiblížení tedy . Rovnice (1) se převede na vzorec pro zisk :

,

kde  je frekvenčně závislý zisk smyčky

V nízkofrekvenční oblasti při velkých, čistě aktivních hodnotách se vzorec (2) zvrhává v základní vzorec pro neinvertující zahrnutí klasického operačního zesilovače : [64] .

Mezní frekvence pro malý signál

Ve vysokofrekvenční oblasti se operační zesilovač TOS v obvodu OOS chová zásadně jinak než klasický operační zesilovač s vestavěnou korekční kapacitou. V druhém případě je mezní frekvence v neinvertující inkluzi nepřímo úměrná zesílení v nízkofrekvenční oblasti, dané poměrem a , tj. součin mezní frekvence a zesílení je konstantní a rovný jednotný zisk frekvence [kom. 5] . Mezní frekvence OU TOC v první aproximaci závisí pouze na hodnotách a korekční kapacitě , která určuje impedanci na vysokých frekvencích a nezávisí na zesílení v oblasti nízkých frekvencí [65] :

[66]

Změna mění zesílení, ale šířka pásma zůstává stejná – což je užitečné zejména u RF obvodů s digitálním programováním zesílení [67] [68] . Nezávislost mezní frekvence na zesílení je charakteristickou vlastností proudových obvodů, poprvé ji popsal Terman v roce 1937 [69] .

Přesnější analýza, která bere v úvahu vliv , ukazuje, že s rostoucím ziskem mezní frekvence stále klesá, ale jen mírně - mnohem pomaleji než v obvodu s konvenčním operačním zesilovačem [68] [70] . Mikrovýkonové integrované obvody s vysokými hodnotami jsou k tomuto efektu nejvíce náchylné [46] . S dobře navrženým zesilovačem založeným na operačním zesilovači TOC je stabilní, má nejvyšší možnou mezní frekvenci, ale v její blízkosti jsou špičky ve frekvenční odezvě a fázová zkreslení [71] . V zařízeních, která jsou kritická pro fázové zkreslení, je vhodnější zapnout s , který není tak rychlý, ale méně náchylný k rázům frekvenční odezvy [71] . Při zúžení šířky pásma je zřejmé [72] , přibližně na úrovni závislosti se blíží nepřímo úměrné [64] . V praxi se tak vysoké zisky nepoužívají a výkon TOC operačního zesilovače v takových režimech není standardizován.

Podle revize z roku 2006 se pasové mezní frekvence operačního zesilovače TOS pohybují od 10 MHz (pro mikrovýkonové řady) do 1,65 GHz (pro ty nejrychlejší) [73] . Klidové proudy a šířky pásma různých operačních zesilovačů TOS, vytvořené na srovnatelné technologické bázi, jsou spojeny přibližně lineárním vztahem. Typický operační zesilovač TOC vyvinutý na počátku 21. století odebírá v klidu asi 1 mA na každých 100 MHz mezní frekvence [74] .

Odolnost zpětné vazby

Ze vzorců (3) a (4) vyplývá, že pro rozšíření šířky pásma by měla být hodnota co nejvíce snížena . Při poklesu pod přípustnou mez (řádově několik set ohmů) se vypočtená mezní frekvence posune do oblasti pólů druhého a vyšších řádů, fázový posun dosáhne hodnoty 180°, zesilovač je samočinný . vzrušený . Navíc není možné uzavřít výstup operačního zesilovače TOC přímo na jeho invertující vstup, jak se to dělá u opakovačů na klasických operačních zesilovačích, nebo připojit integrační nebo korekční kapacitu k invertujícímu vstupu [75] [76] . Pokud je potřeba zúžit šířku pásma nebo potlačit špičky frekvenční odezvy, připojí se korekční kapacita nikoli na invertující vstup, ale mezi neinvertující vstup a společný vodič [76] . Modul impedance obvodu zapojeného mezi výstup operačního zesilovače TOC a jeho invertující vstup nesmí nikdy klesnout pod minimální hodnotu udanou výrobcem pro použitou kombinaci zesílení, napájecího napětí a zátěžového odporu. Výjimkou z tohoto pravidla je bočník s pečlivě vybranou korekční kapacitou pro stabilitu operačního zesilovače TOS v invertujícím zapojení, kdy je na invertující vstup připojen zdroj s významnou výstupní kapacitou, například DAC s proudem výstup [77] [komunik. 6] .

Výrobci zpravidla uvádějí pro každou sérii rychlých OC TOS dvě sady minimálních přípustných hodnot , stanovené empiricky při charakterizaci prototypu integrovaného obvodu [78] . Vyšší hodnoty zaručují dostatečnou rezervu a hladkou frekvenční odezvu kolem mezní frekvence, nižší hodnoty poskytují lepší šířku pásma s minimální rezervou a znatelným překmity frekvenční odezvy. Například pro gigahertzový operační zesilovač TOS uvedený na trh v roce 2002 THS3202 je první hodnota 750 ohmů pro jakýkoli platný , druhá je od 200 ohmů pro =10 do 619 ohmů pro =1 [79] . Výrobce podotýká, že nízký odpor obvodu OOS jednak snižuje hlučnost zesilovače, jednak představuje značnou zátěž jeho koncového stupně a může být příčinou nepřijatelně vysokých ne- lineární zkreslení [79] .

Všechny požadavky pro platí i pro invertující zahrnutí OU TOS. Nízká vstupní impedance invertujícího vstupu je pro tento režim skvělá - i bez zpětné vazby udržuje frontend invertující vstup blízko země [80] . Invertující spínání se však zřídka používá k zesílení napětí s velkými kvůli extrémně nízkému vstupnímu odporu obvodu ( ). Představuje nejen komplexní zátěž pro zdroj signálu, ale také vlivem reaktance degraduje stabilitu zesilovače na vysokých frekvencích [81] . U rychlých měničů proudu na napětí je naopak preferováno invertující zapojení: čím nižší je vstupní odpor, tím slabší je vliv vstupní kapacity na otáčky měniče [82] . V obvodech založených na klasických operačních zesilovačích je pól frekvenční odezvy generovaný vstupní kapacitou kompenzován zahrnutím externí korekční kapacity do obvodu OOS; v obvodech založených na operačním zesilovači TOS je tento pól obvykle umístěn na tak vysokých frekvencích, že není nutná jeho kompenzace [83] . Navíc díky nízké vstupní impedanci nepotřebují měniče založené na operačním zesilovači TOS diody, které chrání vstupy před přepětím , což nevyhnutelně zvyšuje vstupní kapacitu a zhoršuje výkon měniče jako celku [84] .

Rychlost přeběhu a frekvence signálu plného výkonu

Rychlost spínání proudu následovníky a v důsledku toho i rychlosti náběhu a poklesu výstupního napětí operačního zesilovače TOS s čistě odporovou zátěží jsou tak vysoké, že neovlivňují frekvenci signálu plného výkonu , který obvykle se shoduje s mezní frekvencí pro malý signál [3] [68] . U klasických operačních zesilovačů je naopak nízká rychlost přeběhu výstupního napětí hlavním faktorem při snižování frekvence signálu plného výkonu a vzniku charakteristických zkreslení , které nelze eliminovat zavedením OOS [65] . Pro zvýšení rychlosti přeběhu takového operačního zesilovače je možné například zvýšit klidový proud kaskád zesilování napětí, ale není možné dosáhnout hodnot typických pro operační zesilovač TOC s přijatelným klidem. proudy v klasické topologii [65] .

V OU TOS je vypočtená rychlost přeběhu také úměrná klidovému proudu vstupního stupně a je shora omezena hodnotou , kde  je proudové zesílení výstupních tranzistorů,  je klidový proud vstupních tranzistorů sledovače. [85] . U rychlých operačních zesilovačů TOS z počátku 21. století se limitní skutečná rychlost nárůstu napětí pohybovala od 0,8 do 4 V/ns [73] ; Ultrarychlý operační zesilovač THS3201-EP, uvedený na trh na konci roku 2005, má rychlost nárůstu napětí +9,8 V/ns a rychlost poklesu -6,7 V/ns [86] . Asymetrie mezních hodnot je důsledkem nesouladu mezi dynamickými parametry rychlejších npn a ne tak rychlých pnp tranzistorů. Navíc ve všech fázích vývoje technologií, křemík na izolátoru , zisk tranzistorů pnp zaostával za ziskem tranzistorů npn a postupem času se tato mezera zvětšovala [87] .

Ve většině případů je rychlost vzestupu a poklesu určena pouze hodnotami a nedosahuje limitních hodnot. Jako první aproximaci nabíjejí proudová zrcadla korekční kapacitu exponenciálně s časovou konstantou

 [41] ,

v tomto případě je odhadovaná doba nárůstu výstupního napětí na 90 % hodnoty v ustáleném stavu 2,3 ​​a doba ustálení na 99 % je 4,6 pro malé i velké signály [41] .

Maximální výstupní napětí

Rozvoj komplementárních bipolárních technologií v 80. – 90. letech 20. století [88] [89]
Index 1986 NAT
 1986 AT&T
 1987 našeho letopočtu
 1988 NAT
 1994 NAT
 2000 NAT
Mezní frekvence npn tranzistoru, GHz 0,4 4,0 0,6 0,8 3.0 9,0
Mezní frekvence pnp tranzistoru, GHz 0,2 2.5 0,7 0,5 1.6 8,0
Přípustný rozsah napájecího napětí, V 36 deset 36 36 32 12
Procesní základ SOI IP IP SOI SOI SOI

Technologické postupy používané při výrobě operačních zesilovačů TOS v 80. letech 20. století zaručovaly přípustné průrazné napětí tranzistorů 32 ... 36 V při přenosové frekvenci mezního proudu několik set MHz [90] . Do roku 2000 byla mezní frekvence zesílení křemíku [comm. 7] tranzistorů dosáhl 8...9 GHz a odměnou za rychlost byl pokles průrazného napětí na 12 V [90] . Naprostá většina moderních TOS OU jsou proto nízkonapěťová zařízení s povoleným rozsahem napájecího napětí nejvýše 10 nebo 12 V; pouze několik relativně pomalých modelů umožňuje provoz při 30 ... 36 V, které jsou známé klasickým operačním zesilovačům [73] .

Operační zesilovače TOC se špatně hodí pro obvody s jedním napájením a pro obvody, které vyžadují extrémně velký výkyv výstupního napětí ( režim rail-to-rail ) [91] [80] . Maximální kolísání výstupního napětí operačního zesilovače TOC je znatelně menší než u moderních klasických operačních zesilovačů při stejných napájecích napětích, a zejména menší než u specializovaných rail-to-rail operačních zesilovačů [92] . Toto je neodstranitelná nevýhoda push-pull emitorových sledovačů používaných v OS TOS [91] [80] . Alternativní konfigurace koncového stupně vhodné pro rail-to-rail používají obvod se společným emitorem (CE), a proto jsou příliš pomalé na to, aby mohly být použity v TOC operačním zesilovači [91] [80] . Kromě toho kaskády OE ztrácejí vůči sledovačům emitoru ve výstupním odporu a jejich maximálního kolísání napětí je dosaženo pouze při vysokoodporových zátěžích, zatímco typická zátěž OP-amp TOC má odpor pouze 75 nebo dokonce 50 ohmů [91] [80 ] .

Vliv parazitních kapacit

OU TOS, stejně jako všechny zesilovače vysokých a mikrovlnných frekvencí , jsou citlivé na kvalitu stopy desky plošných spojů , kvalitu filtrace napájecích napětí a především na parazitní kapacity signálové cesty. Nejpravděpodobnějšími zdroji samobuzení a emisí frekvenční odezvy jsou parazitní kapacity mezi výstupem a invertujícím vstupem OA TOS ( ) a mezi invertujícím vstupem a společným vodičem ( ). Analýza typického obvodu TOC operačního zesilovače první generace s nominální mezní frekvencí 300 MHz v obvodu s OOS s minimálním povoleným odporem ukazuje, že přidání kapacity 2 pF do obvodu generuje nárůst frekvenční odezvy + 4 dB a rozšiřuje šířku pásma o 10 MHz [93] ; o stejné velikosti generuje překmit frekvenční odezvy +3 dB a rozšiřuje šířku pásma o 18 MHz [94] . Teoreticky lze vliv parazitních kapacit zcela neutralizovat volbou jedné z nich tak, aby byla splněna rovnost [95] [96] . V praxi se tato technika používá, když je k invertujícímu vstupu připojen zdroj s velkou výstupní kapacitou , která se mnohonásobně zvyšuje . Vliv nelze zcela neutralizovat , konstruktéři volí přídavnou hodnotu tak, aby byla zaručena stabilita zesilovače na jakýchkoliv možných hodnotách za cenu zúžení šířky pásma [97] [96] [95] . Teoreticky lze vliv parazitních kapacit neutralizovat zavedením parazitních indukčností do obvodu, ale v reálných obvodech jejich „příspěvek“ situaci jen zhoršuje [96] .

Zatěžovací kapacita zapojená mezi výstup TOS OU a společný vodič zvyšuje fázový posun výstupního napětí a může být také příčinou samobuzení [80] . Vliv výstupní kapacity můžete potlačit buď jejím zvýšením nad hodnotu doporučenou výrobcem, nebo přepnutím mezi výstupem operačního zesilovače a kapacitní zátěží oddělovacího odporu s nominální hodnotou desítek nebo jednotek ohmech ( ) [80] . Obě metody zužují šířku pásma a snižují rychlost přeběhu napětí na zátěži; optimální řešení lze zvolit pouze empiricky [80] .

Míry přesnosti

Hluk OU TOS

Referenční data klasického operačního zesilovače optimalizovaného pro reprodukci zvuku obvykle zahrnují nejen hodnoty spektrální hustoty šumu pro některé frekvence, ale také graf spektrální hustoty šumu [98] . Rozhraní mezi nízkofrekvenční oblastí, v níž dominuje blikající šum , a středotónovou oblastí, v níž dominuje bílý šum , obvykle leží v rozsahu zvukových frekvencí [98] . Referenční data operačních zesilovačů pro TOS, navržených pro provoz na frekvencích desítek a stovek MHz, jsou omezena pouze hodnotami spektrální hustoty šumu:

Hodnoty spektrální hustoty šumu na výstupu operačního zesilovače TOC z obou komponent jsou malé, ale vzhledem k velké šířce pásma může být výstupní šumové napětí významné. Při výše uvedené spektrální hustotě a šířce pásma 1 GHz je vypočtené efektivní napětí šumu na výstupu při jednotkovém zesílení 0,5 mV, při  kterém se zvýší na 0,8 mV [comm. 11] . U specializovaných audio operačních zesilovačů TOS je RMS šumové napětí redukované na vstup v pásmu 20 Hz ... 20 kHz přibližně 0,5 μV [106] .

Tok signálu v běžném režimu

Operační zesilovače TOS se liší od klasických operačních zesilovačů svým neobvykle nízkým poměrem útlumu v běžném režimu. "Viníkem" souosého signálu procházejícího na výstup obvodu je nekompenzovaný Earleyho efekt výstupních tranzistorů vstupního emitorového sledovače [107] . Přivedením kladného souosého napětí na vstupy obvodu se sníží napětí kolektor-emitor horního (npn) tranzistoru a zvýší se spodní (pnp) tranzistor [107] . Protože jejich napětí báze-emitor jsou pevně fixována vstupními tranzistory, vlivem Earleyho jevu kolektorový proud horního tranzistoru klesá, zatímco spodního roste [108] . Rozdílový proud je kompenzován zdrojem vstupního napětí a na výstupu operačního zesilovače TOS se objeví záporné chybové napětí [108] . Jako první přiblížení, když jsou Earleyho napětí npn a pnp tranzistorů stejná a daleko převyšují napájecí napětí operačního zesilovače, je napěťový zisk v součinném režimu

,

a součinitel napěťového útlumu v běžném režimu

[108] ,

kde  je klidový proud výstupních tranzistorů sledovače,  je Earleyho napětí,  je teplotní potenciál úměrný absolutní teplotě pn přechodů, pro křemík se rovná asi 26 mV při 300 K [109] . Ze vzorce vyplývá, že záleží pouze na teplotě a technologických parametrech. Pro technické procesy po roce 2000 je to přibližně 100…120 V [110] a vypočtená (ideální) hodnota je 64…66 dB. U skutečných integrovaných obvodů jsou typičtější hodnoty kolem 50 dB, což je pro mnoho úloh nepřijatelně málo [111] , nicméně ve specializovaných audio operačních zesilovačích je TOC 88...90 dB [106] [112] . Techniky, které umožnily tak výrazné zlepšení indikátoru, výrobci nezveřejňují. V nadějném vývoji může být průchod signálu v běžném režimu účinně potlačen kaskádovým přepínáním opakovacích tranzistorů [113] .

Zkreslení při vysokých frekvencích

Při vysokých frekvencích vykazují operační zesilovače TOC lepší zkreslení ve srovnání s klasickými operačními zesilovači. Nelineární zkreslení TOC operačního zesilovače s otevřeným i uzavřeným obvodem NF je nižší než u klasického operačního zesilovače díky vysoké linearitě push-pull emitorových sledovačů, zejména těch, které pracují v režimu A [31] . U výstupního sledovače s pevným klidovým proudem se patrná úroveň nelineárního zkreslení objevuje pouze při přepnutí z režimu A do režimu AB, práh pro nezkreslený přenos signálu se obvykle provádí na úrovni [57] [comm. 12] . U většiny sériových operačních zesilovačů TOS dochází k přechodu do režimu AB při výrazně vyšších výstupních proudech v důsledku dynamického řízení výstupního sledovače [31] - stejný systém proudových zrcadel, který řídí převodník proudu na napětí, moduluje proudy vstupní dvojice opakovacích tranzistorů. To snižuje harmonické zkreslení při vysokých výstupních proudech při trvale nízkém klidovém proudu [31] . K nelineárnímu zkreslení v důsledku omezené rychlosti přeběhu výstupního napětí v OA TOS v zásadě nedochází [9] .

Dalším znakem současné architektury je stabilita fázové charakteristiky [114] . U všech TOS operačních zesilovačů fázový posun výstupního signálu vůči vstupu nepřesahuje ±1 % v rámci alespoň poloviny šířky pásma [114] , což je výrazně nižší hodnota než u klasických operačních zesilovačů srovnatelné úrovně [115] . Skupinové zpoždění výstupního signálu je také konstantní - v důsledku toho operační zesilovač TOS správně reprodukuje tvar vysokofrekvenčního signálu [114] .

Zkreslení při DC a nízkých frekvencích

Na stejnosměrný proud a na nízkých frekvencích OP zesilovače TOC naopak prohrávají na klasické operační zesilovače. Vstupní předpětí moderních operačních zesilovačů TOC je od 0,5 do 5 mV [73] , což je méně než u klasických operačních zesilovačů na zařízeních CMOS , srovnatelné s vysokorychlostními klasickými bipolárními operačními zesilovači, ale mnohem vyšší než u specializovaných přesných operační zesilovače. Hlavním důvodem je asymetrie horních (npn) a dolních (pnp) ramen emitorových sledovačů [27] . Rozdíl napětí báze-emitor posouvá výstupní napětí sledovače vzhledem k jeho vstupu; rozdíl v proudovém zesílení generuje stabilně nenulový neinvertující vstupní zkreslený proud, který v reálných obvodech rovněž zkresluje výstupní napětí [27] . Přesnost a stabilita nastavení DC zesílení TOC operačního zesilovače je také mnohem nižší než u klasického operačního zesilovače. Chyba je určena vztahem , a ; s odpory typickými pro sériové IO chyba neklesne pod 0,1 % [101] .

Tepelné zkreslení, které se u klasických operačních zesilovačů nevyskytuje, je také charakteristické pro operační zesilovač TOC („thermal tails“, angl.  thermal tails ). V praxi se projevují zpožděním odezvy na skok vstupního signálu: operační zesilovač TOS vypracuje 99,9 % výstupního kroku pasovou rychlostí, ale posledních 0,1 % může trvat nepředvídatelně, a proto nejsou standardizovány. [34] . Zkreslení tohoto druhu jsou významná pouze při frekvenci opakování pulsů v řádu několika kHz a nižší v úlohách, které jsou kritické pro kvalitu přenosu tvaru pulsu – například při zpracování videosignálů [34] . Nejméně náchylný k „tepelným ocasům“ TOC operačních zesilovačů v invertujícím zapojení, protože na vstupy zesilovače je přiváděno konstantní (nulové) napětí v běžném režimu [34] . Důvodem tohoto jevu je tepelná izolace tranzistorů od sebe navzájem a od společného substrátu, což je charakteristické pro všechny technické procesy křemík na izolátoru [116] . Samozahřívání tranzistorů probíhá rychleji než u IO s izolací pn přechodu a teplotní rozdíl mezi studenými a horkými tranzistory dosahuje hodnot, které již nelze zanedbat. Na malém signálu se šířka pásma obvodu zužuje [117] ; na velkém signálu přestává fungovat princip translinearity , což se projevuje tepelnou nelinearitou a driftem předpětí (pracovního bodu) [118] . Nejcitlivější na tyto jevy jsou proudová zrcadla , bandgaps , translineární emitorové sledovače a jejich kombinace, včetně operačních zesilovačů TOS [33] .

Kumulativní skóre

Kvůli nestabilitě zesílení a „tepelným chvostům“ operační zesilovače TOS ztrácejí z hlediska celkové úrovně zkreslení na nízkých frekvencích jak na přesné, tak na vysokorychlostní napěťové zpětnovazební operační zesilovače [119] a jsou prakticky nevhodné pro stejnosměrné zesílení . účely [101] . Výjimkou z obecného pravidla jsou specializované operační zesilovače TOC s ultra nízkým zkreslením na nízkých frekvencích, jako je „zvukový“ operační zesilovač LME49871 [106] . Na frekvencích nad 100 MHz nemají operační zesilovače TOC prakticky žádnou alternativu; při vysokých frekvencích, při kterých jsou vysokorychlostní klasické operační zesilovače stále schopny efektivně zesílit signál, závisí volba mezi nimi a operačním zesilovačem TOS na systémových požadavcích na signál:

Aplikace

V praxi jsou operační zesilovače TOS provozuschopné pouze v omezeném počtu typických obvodů, z nichž se nejčastěji používá obvod neinvertujícího zesilovače a filtry postavené na jeho bázi [123] .

Širokopásmový zesilovač

Základní obvody neinvertujícího a invertujícího zapínání operačního zesilovače TOS zcela opakují podobné obvody na klasických operačních zesilovačích [125] , ale mají své vlastní charakteristiky:

Typickou hromadnou aplikací širokopásmových zesilovačů na operačním zesilovači TOC jsou výstupní zesilovače (ovladače) zařízení xDSL [25] . V obvodech se symetrickým výstupem zdroje signálu se používá budič na dvou operačních zesilovačích v neinvertujícím zapojení; v obvodech s jednopólovým výstupem zdroje pracuje jeden (master) operační zesilovač v neinvertujícím režimu, druhý (slave) pracuje v invertujícím režimu.

Diferenciální zesilovač

Asymetrie vstupů OU TOS nebrání konstrukci diferenciálních zesilovačů na jejím základě. Nejjednodušší obvod na jediném operačním zesilovači a čtyřech identických odporech je docela funkční; jeho koeficient útlumu signálu v běžném režimu ( ), stejně jako v obvodu založeném na klasickém operačním zesilovači, je určen přesností výběru rezistorů [80] . S přesností výběru 0,1 % může teoretická hodnota na nízkých frekvencích dosáhnout 66 dB [80] (bez zohlednění příspěvku vlastního operačního zesilovače). S rostoucí frekvencí se tento indikátor zhoršuje kvůli asymetrii vstupních kapacit OA TOS; vliv těchto kapacit lze zeslabit snížením vstupního odporu a to až na 100 ... 200 Ohm [80] . Při pečlivém výběru rezistorů takového obvodu je na RF srovnatelný s indikátorem obvodu na klasickém operačním zesilovači (cca 60 dB na vysokých frekvencích) [80] .

Větší flexibilitu a opakovatelnost poskytuje obvod TOC se dvěma operačními zesilovači, často používaný jako vstupní symetrický zesilovač v systémech drátové komunikace [76] . V tomto zapojení se volí zpětnovazební odpory a podle dokumentace výrobce [76] . Odpor se volí pro požadované zesílení a minimum se nastavuje výběrem odporu [76] .

Převodník proudu na napětí

Dva typické úkoly, které používají převodníky proudu na napětí nebo transimpedanční zesilovače na operačním zesilovači TOC, jsou přizpůsobení zátěže digitálně-analogových převodníků s proudovým výstupem a zesílení proudu fotodiod a podobných optoelektronických senzorů. Po dlouhou dobu se konstruktéři vyhýbali použití operačních zesilovačů v takových zařízeních, především kvůli jejich značným vstupním proudům [95] . Fotoproudové zesilovače byly stavěny a nadále jsou stavěny na operačních zesilovačích s napěťovou zpětnou vazbou a vstupními stupni na tranzistorech s efektem pole  – nízkošumové, přesné, ale ne vždy dostatečně rychlé [95] . V zařízeních, která vyžadují lepší výkon a umožňují vyšší hladinu hluku než klasické operační zesilovače, jsou vhodnější operační zesilovače TOC [95] .

Fotodiody i DAC s proudovým výstupem se vyznačují významnou (desítky pF i více) výstupní kapacitou, která se po připojení k invertujícímu vstupu operačního zesilovače TOS přičte k jeho vstupní kapacitě ( ) a stane se příčinou samobuzení [95] . Vliv této kapacity je neutralizován zahrnutím korekční kapacity mezi neinvertující vstup a výstup operačního zesilovače [95] .

Filtry

Odborná literatura popisuje desítky konfigurací filtrů pro operační zesilovač TOS [128] , ale v praxi se používají pouze tři z nich. Ve všech třech je obvod OOS spojující výstup operačního zesilovače TOC s jeho invertujícím vstupem čistě aktivní. Mezi výstup a neinvertující vstup je zapojena frekvenčně závislá zpětná vazba, je-li přítomna. Topologicky se všechna tři schémata shodují se schématy filtrů stejného jména na klasických operačních zesilovačích:

Implementace vysoce kvalitního pásmového (rezonančního) filtru na operačním zesilovači TOS je v praxi nemožná; nekvalitní pásmové filtry založené na operačním zesilovači TOS jsou postaveny na sériově zapojených hornopropustných filtrech a dolnopropustných filtrech Sallen-Kee [132] . Pásmový filtr Sallen-Key na jediném operačním zesilovači TOC je funkční, ale jeho vyladění na typické frekvence TOC operačního zesilovače vyžaduje extrémně nízké přesné rezistory [132] .

UMZCH podle schématu OU TOS

V roce 1990 Mark Alexander z Analog Devices publikoval popis prvního diskrétního tranzistorového audio výkonového zesilovače založeného na obvodu TOC op-amp [133] [134] . Vstupní sledovač v Alexanderově UMZCH nebyl emitorový, ale specializovaný „zvukový“ operační zesilovač s napěťovou zpětnou vazbou SSM2131 v neinvertujícím zapojení [133] . Výstup operačního zesilovače sloužil jako invertující vstup pro připojení globálního OOS, proudová zrcadla byla řízena napájecími obvody operačního zesilovače a výstupní sledovač byl postaven podle tradičního schématu třístupňového emitorového sledovače [ 133] . Podle autora byla šířka pásma jeho ULF 1 MHz a koeficient nelineárního zkreslení nepřesáhl 0,009 % při 20 kHz [133] .

V následujících desetiletích našly současné obvody jen omezené uplatnění [135] , například sériové zesilovače značky Accuphase jsou stavěny podle schématu OP-amp TOC [136] . Designová literatura UMZCH obchází OU TOS. Recenze od A. A. Danilova (2008), Boba Cordella (2011) a Douglase Selfa (2010) se tématu aktuální zpětné vazby nevěnují. Podle Cordella a Selfa je jedinou topologií kvalitního UMZCH vylepšený "Lin zesilovač" (třístupňový operační zesilovač na diskrétních tranzistorech) s napěťovou zpětnou vazbou [135] [137] , podle Danilova - UMZCH s paralelním vysokofrekvenční kanál, také s napěťovou zpětnou vazbou [138] . Schéma OU TOC se objevuje a je stručně diskutováno, aniž by byl zmíněn samotný termín, pouze v pátém vydání Selfovy knihy [139] . Podle zvukového inženýra Samuela Gronera Self špatně odhadl frekvenční rozsah a úroveň zkreslení základního obvodu, a proto dospěl k závěru, že není vhodný pro vysoce kvalitní zesílení zvuku [140] .

Komentáře

  1. ↑ Vědecká komunita se o vydání prvního plnohodnotného proudového konvejoru v integrovaném provedení – OU TOS se Z-výstupem AD844 – dozvěděla s několikaletým zpožděním. Obvod vstoupil na trh v roce 1988, ale výrobce , který propagoval AD844 jako operační zesilovač s ultra-vysokou rychlostí přeběhu, se rozhodl nepropagovat jeho "pipelining" schopnosti, výzkumníci jim věnovali pozornost až v roce 1991 [20 ] [21] .
  2. ↑ Rané hybridní zesilovače Comlinear používaly 1 GHz tranzistory a měly šířku pásma 200 MHz [27] .
  3. ↑ Vlastně - na kladných a záporných napájecích kolejnicích. Naprostá většina OU TOS nemá výstup „nula“ („společný vodič“).
  4. ↑ Podrobný model typického operačního zesilovače TOC první generace pro vysoké frekvence navíc obsahuje sedm kapacit a čtyři indukčnosti [41] .
  5. ↑ Toto chování klasického operačního zesilovače je důsledkem úplné frekvenční korekce, která zajišťuje stabilitu operačního zesilovače v režimu unity gain, který je nejvíce náchylný k samobuzení. Při vysokých zesíleních by mohla být stabilita obvodu zajištěna menší korekční kapacitou s odpovídajícím zvýšením šířky pásma - je však nemožné změnit hodnotu vestavěné kapacity.
  6. ↑ Výstupní kapacita proudového DAC se měří v desítkách a stovkách pF a optimální hodnota kapacitního bočníku R1 je několik pF [77] .
  7. ↑ Kromě experimentálních technologií založených na Si-Ge heterostrukturách. První komerční proces tohoto druhu byl představen společností Texas Instruments v roce 2003 a poskytoval mezní frekvenci 19 GHz [89] .
  8. ↑ Spektrální hustota šumového proudu klasických operačních zesilovačů se pohybuje od 0,1 fA / √ Hz (pro elektrometrické operační zesilovače se vstupním stupněm na tranzistorech s efektem pole) do několika pA / √ Hz (pro vysokorychlostní bipolární operační zesilovače) [99] .
  9. ↑ Výpočet pro R1 = 750 Ohm [101] .
  10. ↑ Spektrální hustota šumového napětí redukovaného na vstup klasických operačních zesilovačů je od 1 do 20 nV / √ Hz [102] a pouze několik sérií přesných, nízkošumových operačních zesilovačů dosahuje spodní hranice. Nejlepší z nich v řadě Texas Instruments pro rok 2015, LME4990, má hodnotu 0,88 nV/√Hz [ 103 ] .
  11. ↑ Šumová síla nekorelovaných zdrojů se sečte, takže šumová napětí se kvadraticky sčítají. Celkové šumové napětí se rovná druhé odmocnině součtu kvadrátů šumových napětí ze všech zdrojů [102] . Efektivní hodnota šumového napětí ve frekvenčním pásmu od nuly do F je rovna součinu celkové spektrální hustoty a druhé odmocniny z F [105] .
  12. ↑ Jako první přiblížení, pokud je klidový proud výstupních tranzistorů sledovače nezměněn, chybové napětí sledovače (tj. úbytek napětí mezi jeho vstupem a výstupem) souvisí s okamžitou hodnotou výstupního proudu o závislost _ [57] [109]

    Spektrum nelineárního zkreslení takového opakovače lze odhadnout rozšířením hyperbolického sinusu do Taylorovy řady :

     [57].

Poznámky

  1. ↑ Savenko, 2006 , s. osmnáct.
  2. ↑ Senani, 2013 , pp. 25, 30.
  3. ↑ 1 2 3 Jung, 2005 , str. 117.
  4. ↑ Mancini, 2001 , str. 8.1, 9.3: „konfigurace, která obětuje přesnost…“.
  5. ↑ 1 2 3 4 Mancini, 2001 , str. 8.1.
  6. ↑ Carter, 2012 , str. 113.
  7. ↑ Mancini, Karki, 2001 , str. 9.1.
  8. ↑ Prokopenko, 2006 , s. 85.
  9. ↑ 1 2 3 Wai-Kai Chen, 2009 , str. 3-18.
  10. ↑ Senani, 2013 , str. 27.
  11. ↑ Senani, 2013 , str. 2.
  12. ↑ Senani, 2013 , pp. 2, 3.
  13. ↑ 1 2 3 Franco, 2008 , str. 269.
  14. ↑ Senani, 2013 , str. 7.
  15. ↑ Senani, 2013 , str. osm.
  16. ↑ Jung, 2005 , str. 106.
  17. ↑ 12 Franco , 2008 , s. 270.
  18. ↑ Marston, RM Op-Amp Circuits Manual: Včetně OTA obvodů. - Newnes, 1989. - (Ruční řada obvodů Newnes). — ISBN 9781483135588 .
  19. ↑ 1 2 3 4 Franco, 2008 , str. 266.
  20. ↑ 1 2 Senani, 2015 , str. 7.
  21. ↑ Svoboda, J. a kol. Aplikace komerčně dostupného proudového konvejoru // International Journal of Electronics. - 1991. - Sv. 70, č. 1. - S. 159-164. - doi : 10.1080/00207219108921266 .
  22. ↑ 1 2 3 4 Mancini, 2001 , str. 8.2.
  23. ↑ Senani, 2013 , str. jedenáct.
  24. ↑ 1 2 Senani, 2013 , pp. 14, 26.
  25. ↑ 1 2 3 4 5 6 7 8 9 Taranovich, S. Analog: back to the future, Part 3  // Electronic Design News. - 2012. - č. 02. prosince 2012 .
  26. ↑ 1 2 Irvine, R. Charakteristiky a aplikace operačního zesilovače. - Prentice-Hall, 1987. - P. xvi. — ISBN 9780136376613 .
  27. ↑ 1 2 3 4 Bowers, 1990 , s. 581.
  28. ↑ Jung, 2005 , str. 28.
  29. ↑ 1 2 Koli, Halonen, 2006 , str. 85.
  30. ↑ 12 Jung , 2005 , str. 24.
  31. ↑ 1 2 3 4 Koli, Halonen, 2006 , str. 87.
  32. ↑ 1 2 Mancini, Karki, 2001 , str. 9-8.
  33. ↑ 12 Sinha , 2008 , str. 14, 22, 89.
  34. ↑ 1 2 3 4 Barnes, E. Současné zesilovače zpětné vazby I // Analog Dialogue. - 1997. - Č. Výroční vydání / Zeptejte se aplikačního inženýra .
  35. ↑ 1. Klasifikace typů zpětné vazby. Vliv zpětné vazby na vlastnosti zesilovačů . StudFiles. Staženo 4. prosince 2017.
  36. ↑ Gershunsky, B. S. Základy elektroniky. - Kyjev: Vishcha school, 1977. - S. 244.
  37. ↑ Jung, 2005 , str. 25.
  38. ↑ Jung, 2005 , str. 26.
  39. ↑ Bowers, D. The So-Called Current Feedback Operational Amplifier // 1993 IEEE International Symposium on Circuits and Systems. - 1993. - S. 1054-1057. — ISSN 0780312813 .
  40. ↑ Lenk, J.D. Zjednodušený návrh IC zesilovačů. - Newnes, 1996. - S. 125. - (Řada EDN pro konstruktéry). — ISBN 9780750695084 .
  41. ↑ 1 2 3 4 5 Kennedy, EJ Některé praktické aspekty modelování SPICE pro generování analogových frekvencí // Analog Circuit Design: Art, Science and Personalities / ed. J. Williams . - Elsevier, 2013. - S. 321-324. - (řada EDN pro konstruktéry). — ISBN 9780080499079 .
  42. ↑ Bowers, 1990 , s. 569.
  43. ↑ 1 2 Savčenko, E.M. Limitní dynamické parametry operačních zesilovačů s napěťovou zpětnou vazbou a zesilovačů s "proudovou zpětnou vazbou" v lineárním a nelineárním režimu  // Elektronický vědecký časopis "Investigated in Russia". - 2006. - T. 9 . - S. 882-891 .
  44. ↑ 1 2 3 Prokopenko, 2006 , s. 119.
  45. ↑ LM7171 Velmi vysoká rychlost, vysoký výstupní proud, zesilovač napěťové zpětné vazby . Texas Instruments (1999 (rev. 2014)). Získáno 7. srpna 2015. Archivováno z originálu 30. září 2015.
  46. ↑ 1 2 OPA684 Nízkovýkonový operační zesilovač s proudovou zpětnou vazbou s deaktivací . Texas Instruments (2009). Získáno 7. srpna 2015. Archivováno z originálu 5. února 2016. , str. 16
  47. ↑ Lehmann, K. Diamond Transistor OPA660  // Burr-Brown Application Notes. - 1993. - Č. AB-181 .
  48. ↑ Henn, C. Nové techniky ultra vysokorychlostních obvodů s analogovými integrovanými obvody  // Burr-Brown Application Notes. - 1993. - Č. AB-183 .
  49. ↑ Prokopenko, 2006 , pp. 84, 91, 121.
  50. ↑ Thomson, M. Intuitivní návrh analogových obvodů. - Newnes, 2013. - S. 493. - ISBN 9780124059085 .
  51. ↑ "Paralelní" zesilovač v UMZCH. Ageev A. Průvodce rozhlasovými časopisy  (n.d.) . radioway.ru. Získáno 2. prosince 2017. Archivováno z originálu 3. prosince 2017.
  52. ↑ Hayatleh, 2007 , str. 1164.
  53. ↑ Franco, 2002 , str. 457.
  54. ↑ 1 2 Senani, 2013 , pp. 42-43.
  55. ↑ Mancini, 2001 , str. 8.14: "téměř nikdy nepoužito v konfiguraci diferenciálního zesilovače".
  56. ↑ Mancini, Karki, 2001 , str. 9.2.
  57. ↑ 1 2 3 4 Merz, N. a kol. Upravená bipolární translineární buňka s vylepšeným lineárním rozsahem a její aplikace  // Radioengineering. - 2012. - č. června . - S. 736-745.
  58. ↑ Hayatleh, K. a kol. Výstupní charakteristiky operačního zesilovače s proudovou zpětnou vazbou // Int. J. Electron. komunální. (AEU). - 2010. - Sv. 64. - S. 1196-1202.
  59. ↑ 1 2 Mancini, 2001 , str. 8.14.
  60. ↑ Mancini, 2001 , str. 8.9.
  61. ↑ Franco, 2002 , str. 458.
  62. ↑ Carter, 2012 , str. 210, 211.
  63. ↑ Prokopenko, 2006 , s. 104.
  64. ↑ 1 2 Bowers, 1990 , s. 578.
  65. ↑ 1 2 3 Jung, 2005 , str. 108.
  66. ↑ Jung, 2005 , str. 107, vzorec 1,49.
  67. ↑ Senani, 2013 , str. 31.
  68. ↑ 1 2 3 Franco, 2002 , str. 460.
  69. ↑ Jung, 2005 , str. 27.
  70. ↑ Wai-Kai Chen, 2009 , str. 3-24.
  71. ↑ 12 Carter , 2012 , str. 157, 158.
  72. ↑ Wai-Kai Chen, 2009 , str. 3-26.
  73. ↑ 1 2 3 4 Savenko, 2006 , s. 22.
  74. ↑ Jung, 2005 , str. 98.
  75. ↑ Franco, 2008 , str. 271, 273.
  76. ↑ 1 2 3 4 5 6 7 Gross, W. Co dělat a co nedělat zesilovače se zpětnou vazbou proudu // Návrh analogových obvodů, třetí díl: Kolekce poznámek k designu. - Newnes, 2014. - S. 959-961. — ISBN 9780128004661 .
  77. ↑ 12 Franco , 2008 , str. 274-275.
  78. ↑ Mancini, 2001 , str. 8.8.
  79. ↑ 1 2 THS3202 2-GHz, nízké zkreslení, duální zesilovače s proudovou zpětnou vazbou . Texas Instruments (2010). Získáno 7. srpna 2015. Archivováno z originálu 5. února 2016. , str. 17
  80. ↑ 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 Barnes, E. Současné zesilovače zpětné vazby II // Analog Dialogue. - 1997. - Ne. / Zeptejte se aplikačního inženýra .
  81. ↑ Mancini, 2001 , str. 8.5.
  82. ↑ Jung, 2005 , str. 114.
  83. ↑ Jung, 2005 , str. 115.
  84. ↑ Jung, 2005 , s. 115-116.
  85. ↑ Hayatleh, 2007 , str. 1159.
  86. ↑ THS3201-EP - Vylepšený produkt 1,8-GHz zesilovač zpětné vazby proudu s nízkým zkreslením . Texas Instruments (2005). Získáno 7. srpna 2015. Archivováno z originálu dne 5. října 2015. , str. 5
  87. ↑ Sinha, 2008 , str. 24 (tabulka 24).
  88. ↑ Sinha, 2008 , str. 24 (na příkladu technických procesů National Semiconductor).
  89. ↑ 1 2 Monticelli, D. Budoucnost komplementárních bipolárních // Proceedings of the 2004 Meeting on Bipolar/BiCMOS Circuits and Technology. - 2004. - S. 21, 25. - ISSN 0780386183 . - doi : 10.1109/BIPOL.2004.1365736 .
  90. ↑ 12 Sinha , 2008 , str. 24.
  91. ↑ 1 2 3 4 Savenko, 2006 , s. 23.
  92. ↑ Savenko, 2006 , s. 22, 23.
  93. ↑ Mancini, 2001 , str. 8-13.
  94. ↑ Mancini, 2001 , str. 8-12.
  95. ↑ 1 2 3 4 5 6 7 Pearson, Jonathan. Kompenzační zesilovače proudové zpětné vazby ve fotoproudových aplikacích  // Analogový dialog. - 2013. - Sv. 43, č. 3 . - str. 3-6.
  96. ↑ 1 2 3 Mancini, 2001 , str. 9-7.
  97. ↑ Mancini, 2001 , str. 8-14.
  98. ↑ 1 2 Mancini, 2001 , str. 10-12.
  99. ↑ Jung, 2005 , str. 80.
  100. ↑ Jung, 2005 , str. 73.
  101. ↑ 1 2 3 4 5 Savenko, 2006 , str. dvacet.
  102. ↑ 12 Jung , 2005 , str. 72.
  103. ↑ LME49990 Provozní zesilovač s ultranízkým zkreslením a ultranízkým šumem . Texas Instruments (2013). Datum přístupu: 7. srpna 2015. Archivováno z originálu 19. března 2015.
  104. ↑ Jung, 2005 , str. 80 (obrázek 1,75).
  105. ↑ Jung, 2005 , str. 76.
  106. ↑ 1 2 3 LME49871 Vysoce výkonný operační zesilovač s proudovou zpětnou vazbou s vysokou věrností . Texas Instruments (2008). Získáno 7. srpna 2015. Archivováno z originálu 5. února 2016.
  107. ↑ 12 Hayatleh , 2007 , str. 1161.
  108. ↑ 1 2 3 Hayatleh, 2007 , str. 1162, 1163.
  109. ↑ 1 2 Senani, 2013 , str. 43.
  110. ↑ Sinha, 2008 , str. 29.
  111. ↑ Hayatleh, 2007 , str. 1165.
  112. ↑ LME49713 Vysoce výkonný operační zesilovač s proudovou zpětnou vazbou s vysokou věrností . Texas Instruments (2007). Získáno 7. srpna 2015. Archivováno z originálu 14. května 2015.
  113. ↑ Hayatleh, 2007 , str. 1169.
  114. ↑ 1 2 3 Wai-Kai Chen, 2009 , str. 3-29.
  115. ↑ Carter, 2012 , str. 109.
  116. ↑ Sinha, 2008 , str. 14, 21, 22.
  117. ↑ Sinha, 2008 , str. čtrnáct.
  118. ↑ Sinha, 2008 , str. 16.
  119. ↑ 1 2 3 Rempfer, W. Péče a napájení vysoce výkonných ADC: Získejte všechny bity, které jste zaplatili // Poznámky k aplikaci lineární technologie . - 1997. - Č. AN-71 (červenec). Publikováno také jako kapitola v Analog Circuit Design: A Tutorial Guide to Applications and Solutions / Ed. Williams, J. a Dobkin, R. - Elsevier, 2012. - S. 406-414. — ISBN 9780123851864 .
  120. ↑ Mancini, 2001 , str. 13-10.
  121. ↑ Carter, 2012 , str. 188.
  122. ↑ Carter, 2001 , str. 3-5.
  123. ↑ Carter, 2001 , str. 3-6.
  124. ↑ LT1497 Duální zesilovač s proudovou zpětnou vazbou 125 mA, 50 MHz . Lineární technologie (1997). Datum přístupu: 29. července 2015. Archivováno z originálu 19. února 2015.
  125. ↑ 1 2 3 4 Carter, 2001 , str. 3.
  126. ↑ Poston, D. Current Feedback Op Amp Applications Circuit Guide  // National Semiconductor Application Note. - 1988. - č. OA-07 . - str. 1=9.
  127. ↑ 12 Carter , 2001 , str. 5.
  128. ↑ Senani, 2013 , kapitola 3.
  129. ↑ 12 Carter , 2001 , str. 3, 4.
  130. ↑ Karki, J. Analýza architektury Sallen-Key  // Poznámky k aplikaci Texas Instruments. - 1999. - Č. SLOA024B (červenec 1999) . - S. 3-13.
  131. ↑ Carter, 2001 , str. čtyři.
  132. ↑ 12 Carter , 2001 , str. 6.
  133. ↑ 1 2 3 4 Alexander, Mark. The Alexander Current-Feedback Audio Amplifier  // Analog Devices Application Notes. - 1990. - Č. AN-211 . - S. 4,57-4,71.
  134. ↑ Patent USA č. 5 097 223, 17. března 1992. Zvukový výkonový zesilovač s proudovou zpětnou vazbou . Popis patentu na webu US Patent and Trademark Office .
  135. ↑ 1 2 Cordell, B. Navrhování audio výkonových zesilovačů . - McGraw-Hill, 2011. - S.  41 . — ISBN 9780071640244 .
  136. ↑ Accuphase Stereo Power Amplifier P-450 . Accuphase (2008). Získáno 7. srpna 2015. Archivováno z originálu dne 4. března 2016.
  137. ↑ Self, D. Audio Power Amplifier Design Handbook. — 5. vyd. — Taylor & Francis, 2010. — P. xli, xlvii. — ISBN 9781136123658 .
  138. ↑ Danilov, A. A. Přesné nízkofrekvenční zesilovače. - Hot Line Telecom, 2008. - S. 41, 70. - ISBN 5935171341 .
  139. ↑ Self, D. Audio Power Amplifier Design Handbook. - CRC Press, 2012. - S. 5.13-5.15. — ISBN 9781136123665 .
  140. ↑ Groner, S. Komentáře k příručce Audio Power Amplifier Design Handbook od Douglase Selfa . - 2011. - S. 5-8.

Zdroje

Vývojářské publikace

Vědecké články a monografie

Odkazy