Phono pódium

Aktuální verze stránky ještě nebyla zkontrolována zkušenými přispěvateli a může se výrazně lišit od verze recenzované 16. října 2020; kontroly vyžadují 3 úpravy .

Předzesilovač-korektor , nebo zesilovač-korektor (UK) [1] , neboli phono ekvalizér  - specializovaný elektronický zesilovač přehrávací dráhy gramofonové desky , obnovující původní spektrum zvukového signálu zaznamenaného na desce a zesilující výstupní napětí snímací hlavu na typickou úroveň linkového výstupu  - od 0,775 V ( 0 dBu ) v domácích analogových zařízeních až po 2 V ( 8 dBu ) v digitálních a vysílacích zařízeních [2] ). Historicky nahrávací průmysl používal při nahrávání mnoho různých schémat předběžného zdůraznění spektra a při přehrávání se používaly různé typy kazet . V praxi je naprostá většina korektorů navržena pro přehrávání dlouhohrajících desek nahraných s předzkreslením podle standardu RIAA , s magnetickými hlavami .

Napětí na výstupech relativně vysoce citlivých hlav s pohyblivým magnetem ( angl.  moving magnet , MM) se měří v jednotkách milivoltů a napětí nejméně citlivých hlav s pohyblivou cívkou ( ang.  moving coil , MS) je stovky a někdy desítky mikrovoltů . Na rozdíl od digitální audio techniky může napětí užitečného signálu na výstupu snímací hlavy několikanásobně překročit nominální úroveň a napětí vysokofrekvenčního rušení ("cvaknutí") - o řád . Tyto vlastnosti signálu a vysoké nároky na kvalitu reprodukce způsobily, že návrh dokonalých ekvalizérů je spolu s návrhem mikrofonních zesilovačů nejobtížnějším úkolem obvodů audiofrekvenčních zesilovačů [3] . Korektory přitom na rozdíl od mikrofonních zesilovačů nejen zesilují slabé elektrické signály, ale také transformují jejich spektrální složení (provádí se frekvenční korekce) [4] . V rámci audio rozsahu dosahuje rozdíl mezi maximálním a minimálním zesílením 38,9 dB (1:88 v napětí), přičemž odchylka amplitudově-frekvenční charakteristiky od standardu by podle konstruktérů 21. století neměla překročit ± 0,1 dB (± 1,16 % napětí) .

Historický nástin

V roce 1948 vydala Columbia Records první dlouhohrající , tehdy ještě monofonní desky, nahrané pomocí proprietárního schématu frekvenčního pre-emfáze . V následujících letech přinesli američtí konkurenti na trh nejméně devět alternativních možností vyrovnání; Formátová válka skončila přijetím průmyslového standardu v letech 1953-1954, který se stal známým jako křivka RIAA . Od roku 1956 byly téměř všechny nové nahrávky vydané v západních zemích vyráběny podle tohoto standardu.

V prvních poválečných dekádách se k přehrávání dlouhohrajících desek používaly levné a tedy běžnější piezoelektrické snímací hlavy [5] nebo relativně drahé magnetické hlavy . Piezoelektrické hlavy měly asi stokrát větší citlivost než magnetické hlavy, a proto nevyžadovaly složité nízkošumové předzesilovače [5] . Piezoelektrický snímač však musel mít tuhé zavěšení a pro jeho bezpečné uchycení ve zvukové drážce bylo zapotřebí značného přítlaku [6] . Při použití kvalitních jehel s malým poloměrem hrotu takový snímač rychle zničil záznam a relativně šetřící jehly s velkým poloměrem hrotu nemohly sledovat posuny vysokofrekvenčních drážek [6] . Další fatální nevýhodou piezoelektrických hlav byla nerovnoměrná amplituda-frekvenční odezva (AFC) [7] . Z těchto důvodů vysoce kvalitnímu vybavení vždy dominovaly magnetické hlavy [8] ; začátkem 80. let 20. století se piezoelektrické hlavy prakticky přestaly používat [7] .

Nepostradatelnými „společníky“ magnetických hlav všech typů byly předzesilovače-korektory, které zvyšovaly napětí na výstupu z hlavy a obnovovaly původní spektrum zaznamenávaného signálu. Vývojář standardu RIAA, RCA , doporučil použití dvoustupňových trubicových korektorů s pasivní filtrací [9] . Dvě vysokoziskové triody poskytovaly dostatečnou citlivost (zesílení 45 dB při frekvenci 1 kHz), ale pouze při připojení korektoru na vysokoodporovou (alespoň 220 kOhm) zátěž [9] . Nejrozšířenějším zapojením v technologii lamp v 60. letech 20. století byl obvod aktivního invertního filtru na jedné pentodě EF86 pokryté frekvenčně závislou paralelou [comm. 1] zpětná vazba [10] .

Tranzistorovým obvodům v 60. a částečně v 70. letech dominoval dvoustupňový aktivní filtrační obvod založený na bipolárních tranzistorech pracujících v režimu MA , navržený Dinsdaleem v roce 1965 [11] [12] [13] . Všechny korektory této generace zněly průměrně a někdy prostě špatně; žádný z nich se nestal klasickým způsobem, jakým se klasikou staly nejlepší příklady výkonových zesilovačů poválečných let [14] . Nedostatečná zesilovací rezerva "dvojky" generovala znatelný pokles frekvenční charakteristiky na nízkých frekvencích, nedostatečná rychlost přeběhu výstupního napětí - pokles a nelineární zkreslení na vysokých frekvencích [15] [12] ; na středních frekvencích se frekvenční odezva znatelně odchylovala od normy v důsledku nepřesného výpočtu korekčních obvodů. Konstruktéři 60. let si na tyto nedostatky potrpěli, protože špatná kvalita šasi a ramena tehdejších domácích přehrávačů dávala jakákoli vylepšení korektorů nesmyslným [14] .

V 70. letech se situace změnila. Na masový trh vstoupili noví kvalitní hráči a právě ekvalizéry na „dvojkách“ se staly slabým článkem reprodukční cesty [13] . Nejprve se designéři zaměřili na vylepšení tradiční „dvojky“; s přechodem spotřební elektroniky na bipolární výkonové zesilovače se postupně rozšířila pokročilejší topologie se vstupním diferenciálním stupněm [16] [17] . Nejlepší diskrétní tranzistorové obvody 70. let se odchylovaly od standardu RIAA o zlomky decibelu [18] při odstupu signálu od šumu 70 ... 74 dB (o 10 ... 20 dB lepší než základní "dvojka" ) [16] .

S uvedením cenově dostupných integrovaných obvodů na trh se návrh korektorů s aktivním filtrováním znatelně zjednodušil [19] . Univerzální operační zesilovače 70. let ještě nebyly vhodné pro kvalitní zesílení zvuku; místo nich byly v korektorech použity specializované nízkošumové mikroobvody ULF s diferenciálním vstupem , například TDA2310 a LM381 (analogy - K153UD2, K548UN1) [12] [20] [21] . V první polovině 70. let, pod vlivem autority Johna Linsley Hooda , dominoval relativně hlučný obvod operačního zesilovače v invertním zapojení (s paralelní zpětnou vazbou [comm. 1] ); poté, co byla v roce 1972 publikována Walkerova práce [22] , postupně přišel nízkošumový, ale méně flexibilní a složitější obvod pro výpočet a ladění na operačním zesilovači v neinvertujícím zapojení (se sériovou zpětnou vazbou [comm. 1] ) . do popředí [23] . Poměr signálu k šumu se zlepšil a přesnost následující křivky RIAA se zhoršila v důsledku zkreslení frekvenční odezvy specifického pro tento obvod na vysokých frekvencích a nedostatečné rezervy zisku tehdejších integrovaných obvodů [24] . Matematický aparát pro přesný výpočet aktivních korektorů tohoto typu publikoval Stanley Lipschitz až v roce 1979 [25] [26] . Paralelně se zapojením filtrů bylo vylepšeno i zapojení zesilovacích stupňů. V 80. letech 20. století konstruktéři vyvinuli mnoho sofistikovaných, vysoce kvalitních korekčních obvodů založených na diskrétních bipolárních tranzistorech a tranzistorech s efektem pole, ale když na trh vstoupily operační zesilovače s nízkým šumem a nízkým zkreslením, tato technicky sofistikovaná řešení zůstala nevyužita [27] .

Na samém konci „doby vinylu“, v 80. letech 20. století převzaly masový trh pohyblivé magnetické hlavy a horní segment trhu obsadily pohyblivé cívkové magnetické hlavy [8] . Hlavy tohoto typu, známé již od 30. let [28] , se vyznačovaly nejlepší kvalitou zvuku, ale dlouhou dobu zůstávaly ve stínu kvůli extrémně nízké citlivosti. Návrh obvodů 70. a 80. let ještě neumožňoval vytvořit skutečně kvalitní stupně zesílení signálu s nízkým šumem, měřené ve stovkách či desítkách mikrovoltů; hlavním prostředkem k zesílení takového signálu byly stupňovité transformátory [29] . Celotranzistorové korektory pro MC hlavy, které se obejdou bez vstupních transformátorů, se rozšířily až po publikaci zásadního článku Douglase Selfa v prosinci 1987 [30] [comm. 2] .

Charakteristika zdroje signálu

Citlivost

V prvním přiblížení je elektromotorická síla magnetické hlavy přímo úměrná rychlosti příčného posuvu snímací jehly v celém rozsahu zvukových frekvencí. Hodnoty citlivosti pasů různých hlav, vyjádřené v mV nebo µV, jsou obvykle uváděny pro nominální rychlost vibrací 5 cm/s [comm. 3] ; u modelů vyrobených v 21. století se citlivost pohybuje od 40 μV do 11 mV:

Díky nižší hmotnosti pohyblivého systému než MM hlavy se MS hlavy vyznačují nižším nelineárním zkreslením, lepším přenosem dynamického rozsahu zaznamenávaného signálu a lepším oddělením stereo kanálů [8] [39] . Ze stejného důvodu jejich reprodukovatelný frekvenční rozsah sahá daleko za zvukový rozsah a jejich vysokofrekvenční rezonance jsou soustředěny na frekvencích řádově 60 kHz [39] . Signál generovaný MS hlavou obsahuje poměrně velký podíl nežádoucího ultrazvukového rušení a šumu, takže systémy s MS hlavami jsou náchylnější k přetížení a intermodulačnímu zkreslení a jsou náročnější na kvalitu předzesilovače-korektoru [39] .

Limity

Normy omezují maximální rychlost vibrací dlouho přehrávaného záznamu na úrovně 7, 10 nebo 14 cm/s [comm. 4] , ale v praxi byly tyto limity systematicky porušovány, zejména při výrobě 12palcových singlů [35] . Podle studie Shure je absolutní maximální hudební signál zaznamenaný na komerční LP 38 cm/s při 2 kHz; na nízkých a vysokých frekvencích klesají úrovně záznamu na 26 cm/s při 400 Hz a 10 cm/s při 20 kHz [41] . Maximální efektivní úroveň napětí , kterou se řídí konstruktéři kvalitních zařízení, je 64 mV (40 cm/s při citlivosti 8 mV) [41] .

Největší riziko přetížení phono stage je generováno cvakáním – rychle tlumenými ultrazvukovými vibracemi snímací jehly, když se náhodně střetne s kapkou prachu nebo poškrábáním. Okamžitá rychlost jehly v cvaknutí dosahuje 63 cm/s (+22 dB na nominální úroveň 5 cm/s) [42] . Doba trvání cvaknutí nepřesáhne milisekundu, ale jím způsobené přetížení nebo odříznutí zesilovacího stupně jej může na dlouhou dobu vyřadit z lineárního režimu; návrat kaskády k lineárnímu módu je doprovázen disonantními nízkofrekvenčními podtóny [42] . Proto zařízení pro domácnost s nízkou přetížitelností zvýrazňují a prohlubují vady starých, „vypilovaných“ záznamů, zatímco na kvalitním zařízení jsou tytéž vady sluchem téměř nepostřehnutelné [43] [44] . Dalším zdrojem přetížení je infrazvukové rušení v důsledku deformace a excentricity kotoučů. Při standardní frekvenci otáčení 33⅓ ot/min je frekvence základního tónu tohoto rušení 0,55 Hz a maximální interferenční energie je soustředěna v rozsahu 2–4 Hz [45] . Na těchto frekvencích může podle Holmana a Selfa rušení dosáhnout 35 mV (22 cm/s při citlivosti 8 mV) [45] . S dalším zvýšením frekvence vibrační rychlost rušení prudce klesá, ale při frekvencích 10 ... 15 Hz je pravděpodobně „vyzvednutí“ až +24 dB v důsledku rezonance raménka [45] .

Nahrávejte vlastní zvuky

Neexistuje žádný konsensus o dynamickém rozsahu a hladině šumu gramofonové desky, a to jak kvůli rozdílům v technikách měření a prezentace dat, tak kvůli rozdílům v kvalitě samotných záznamů. Zdroje uvádějí hodnoty dynamického rozsahu od 50 dB (1:316) pro nekvalitní hromadné náběhy až po 80 dB (1:10 000) pro ukázkové záznamy stříhané přímo rekordéry (podle Douglase Selfa je hodnota 80 dB jistě nadhodnocená ) [44] .

Podle Apollonové a Shumové, kteří považovali za klasickou technologii 60. let 20. století, je hladina hluku lakovaných kotoučů řezaných vypalovačkou −63…-69 dB vzhledem k úrovni 10 cm/s [46] . Dalším technologickým krokem je výroba originálního kovového disku [comm. 5] , zhoršuje odstup signálu od šumu o 6 dB a razítkování sériových záznamů - o další 4 dB [46] . Hladina hluku sériové desky je tedy −53…-59 dB vzhledem k úrovni 10 cm/s (−47…-53 dB vzhledem k úrovni 5 cm/s). V pozdější, pokročilejší technologii DMM rekordér řeže záznam v tenké vrstvě jemnozrnné mědi nanesené na ocelovém substrátu [47] . Hladina hluku měděného disku, měřená na výstupu referenční přehrávací cesty, je -70 ... -72 dBA vzhledem k hladině 8 cm/s [48] a vypočtené hladině hluku samotného záznamu, bez zohlednění „příspěvku“ přehrávače a korektoru je -72,5 …-75,5 dBA (nejlepší hodnoty odpovídají rychlosti 45 ot./min, nejhorší - 33⅓ ot./min.) [49] . Krátkodobé lisování desek pomocí technologie DMM zhoršuje odstup signálu od šumu o 2...8 dB na -62...-70 dBA [49] (-58...-66 dBA vzhledem k úroveň 5 cm/s).

Předemfáze spektra

Všechny LP produkované od konce 50. let byly a nadále jsou nahrány s RIAA predistortion [50] . Při přehrávání desky phono stage obnoví původní spektrum signálu a provede inverzní transformaci. Standardní funkce popisující tento převod je ekvivalentní zapojení tří linek prvního řádu do série: diferenciátor s časovou konstantou 318 µs ( mezní frekvence 500,5 Hz) a dva dolní propusti s časovými konstantami 75 a 3180 µs (mezní frekvence 2122,1 a 50,05 Hz) [51] . Při frekvenci 20 Hz je hodnota funkce, normalizovaná vzhledem ke střední frekvenci 1 kHz, maximální a činí +19,274 dB (zesílení 9,198 krát); s rostoucí frekvencí monotónně klesá a při frekvenci 20 kHz dosahuje minima −19,62 dB (útlum faktorem 9,572) [52] . Složitý tvar křivky RIAA je kompromisem vyplývajícím z potřeby vymáčknout z nedokonalé technologie mechanického záznamu maximální možnou kvalitu zvuku [53] . Mimo zvukový rozsah není frekvenční odezva korektorů standardizována, ale pro snížení zkreslení v následujících částech zesilovací cesty je žádoucí, aby frekvenční odezva klesala jak na ultrazvukových, tak i infrazvukových frekvencích.

V roce 1978 upravila Mezinárodní elektrotechnická komise (IEC) standardní frekvenční odezvu přehrávání doplněním křivky RIAA o horní propust s časovou konstantou 7950 µs. V pojetí vývojářů standardu měl nový filtr potlačit nežádoucí průchod infrazvukových vibrací při přehrávání pokřivených desek; nevyhnutelným důsledkem korekce IEC byl slyšitelný nízkofrekvenční výpadek (-3 dB při 20 Hz, -1 dB při 40 Hz) [54] [55] . Posluchači i výrobci zařízení brali novinku nevraživě. V 21. století drtivá většina výrobců phono stage neuplatňuje IEC korekci, vychází z předpokladu, že mechanické dunění kvalitního přehrávače je zanedbatelné [54] . Pokud je potřeba reprodukovat zkreslené záznamy, pokud infrazvukový šum dosáhne nepřijatelné úrovně, používají se přepínatelné filtry druhého a vyššího řádu [54] .

Vnitřní odpor

Aktivní odpor vinutí magnetické hlavy a jeho citlivost jsou spojeny přibližně lineárním vztahem: čím více závitů ve vinutí, tím větší EMF jím generované [38] .

Aktivní odpor MS hlavy je od 1 ohm do 160 ohmů a indukční složka jejího celkového odporu je zanedbatelná a nevyžaduje zvláštní pozornost [38] . Optimální hodnota vstupní impedance korektoru pro většinu hlav, kromě těch nejvíce vysokoodporových, je 100 ohmů; u vysokoodporových hlav je vhodnější vstupní impedance 500 ohmů [56] . Odpor hlavy MS určuje nejen její vlastní tepelný šum , ale je také důležitou veličinou, která určuje šum vstupního stupně korektoru a v důsledku toho jeho optimální zapojení.

Aktivní odpor MM hlav je 430...1500 Ohm s indukčností 330...720 mH pro běžné modely a 800...1000 mH pro DJské [57] . Při vysokých frekvencích je impedance indukční a roste úměrně s frekvencí; navíc se jeho aktivní složka může znatelně zvětšit vlivem ztrát v magnetickém obvodu [58] . Standardní vstupní impedance MM korektoru podle DIN 45547 je 47 kOhm a musí být bočníkován s kapacitou 50 ... 200 pF [59] . Tato kapacita korektoru tvoří spolu s kapacitou propojovacího vodiče a indukčností hlavice nekvalitní obvod s rezonanční frekvencí 10 ... 20 kHz [57] . Přesné dodržení křivky RIAA implikuje mimo jiné výběr optimální vstupní kapacity pro použitou hlavu [60] ; vysoce kvalitní komerční korektory poskytují pro tento účel sady uživatelsky přepínatelných vstupních kondenzátorů [59] . S nárůstem vstupní kapacity klesá rezonanční frekvence a amplitudově-frekvenční odezva na ní roste [57] , ale mírně se mění horní hranice šířky pásma smyčky na úrovni −3 dB [61] . Alternativní řešení - odmítnutí použití vstupní kapacity - umožňuje zlepšit odstup signálu od šumu o 1 ... 2 dB, ale vyžaduje dodatečnou korekci frekvenčních zkreslení, které se vyskytují ve vstupním obvodu [62] . Jemné doladění filtrů pro konkrétní použitou hlavu je možné pouze v laboratorních podmínkách, proto se tato technika v sériových korektorech nepoužívá [62] . Ze stejného důvodu nenašly uplatnění korektory, ve kterých je vysokofrekvenční úsek křivky RIAA implementován přímo ve vstupním obvodu [63] .

Vlastní zvuky snímání

Jakýkoli odpor v sérii se zdrojem signálu, včetně odporu samotného zdroje, vnáší do signálu svůj vlastní tepelný šum . V pevném zvukovém frekvenčním pásmu (20 Hz ... 20 kHz) je napětí tepelného šumu úměrné druhé odmocnině hodnoty odporu. RMS napětí tepelného šumu při odporu 1 kOhm v pásmu 20...20000 Hz při teplotě 300 K je 575 nV; při odporu 100 kΩ se zvýší o faktor 10, až na 5,75 μV atd. [64] .

Tepelný šum vinutí magnetické hlavy je základním, neodstranitelným šumem, který určuje maximální dosažitelný dynamický rozsah reprodukční dráhy. Poměr odporů vinutí a napětí užitečného signálu na nich je takový, že tepelný šum hlavy může být hlavním zdrojem šumu pro celou reprodukční dráhu (proto nucené chlazení korektoru snižuje vlastní šum, ale prakticky ano neovlivní odstup signálu od šumu systému jako celku [62] ). V systémech s nízkoodporovými (1 ... 3 Ohm) MC hlavicemi výrazně šumově přispívají i propojovací vodiče, zejména ultratenké ohebné vodiče spojující snímač s výstupním konektorem přehrávače [65] [66] . Vypočtený poměr užitečného signálu k tepelnému šumu vinutí hlav MS vyrobených v 21. století je od 64 do 91 dB [65] [comm. 6] (nejhorší čísla odpovídají anomální kombinaci nízké citlivosti a relativně vysokého odporu). Poměr signálu k šumu MM hlav spadá do stejného rozsahu, ale jeho správný výpočet je obtížný kvůli převážně indukční povaze vnitřního odporu [65] .

Charakteristika, funkce, bloková schémata korektorů

Specifikace

Vysoce kvalitní phono stage musí splňovat řadu těžko splnitelných požadavků [68] :

  • Nízká vlastní hladina hluku;
  • Úplná absence rušení z napájecího zdroje a účinné potlačení vnějšího elektromagnetického rušení ;
  • Přesné dodržování standardní křivky RIAA;
  • Dostatečná kapacita přetížení jak v audiofrekvenčním rozsahu, tak mimo něj;
  • Nízká úroveň nelineárního zkreslení;
  • Nízká výstupní impedance;
  • Stálost vstupního odporu a vstupní kapacity v celém audiofrekvenčním rozsahu;
  • Nízká citlivost na změny vlastností součástí v průběhu času;
  • Absence nebo účinné potlačení mikrofonního efektu [68] .

Některé z těchto požadavků jsou zásadně důležité pouze ve speciálních případech: stálost vstupního odporu je nezbytná v systémech s MM hlavicemi a u MC hlavic není tak důležitá; mikrofonní efekt a znatelný časový drift parametrů je typický pro elektronkové zesilovače (všechny elektronky stárnou a dříve či později vyžadují výměnu), pro tranzistorové nikoliv [14] . Požadavky na úrovně šumu, rušení, nelineárního zkreslení a přesnost sledování křivky RIAA jsou pro všechny korektory naprosto povinné. Prahové, minimální přijatelné hodnoty těchto ukazatelů nebyly formálně stanoveny. Hodnoty uvedené v normách pro vybavení domácností ze 70. a 80. let minulého století jsou zastaralé a ve vybavení 21. století nepřijatelné. Například norma IEC (IEC 60098) , platná od roku 1964, umožňovala maximální odchylku frekvenční charakteristiky záznamu od křivky RIAA až do ±2 dB [69] . Konstruktéři 21. století zpravidla omezují maximální odchylku na úrovni ±0,1 dB [70] a při výpočtu filtrů pracují se setinami dB [71] .

Vlastnosti korektorů pro MS hlavy

Kombinace obtížně splnitelných požadavků učinila návrh vysoce kvalitních phono pódií spolu s návrhem mikrofonních zesilovačů nejobtížnějším úkolem v obvodech audio zesilovačů [3] . Vytvořit kvalitní univerzální zesilovač kompatibilní se všemi typy magnetických hlav je technicky nemožné. Rozpětí citlivosti a odporu hlav je příliš velké a naopak rozsahy optimálních odporů hlav pro konkrétní obvodová řešení jsou příliš úzké. V důsledku toho je praktický obvod phono korektoru rozdělen na dvě části: na nižší úrovni relativně jednoduché obvody MM korektoru, na vyšší úrovni složitější, náročnější na výpočet režimů a výběr komponent MC. korekční obvod. MS korektor může být vyroben ve formě zcela samostatného, ​​s MM hlavami nekompatibilního, zesilovacího kanálu, ale v praxi jsou běžnější provedení na bázi MM korektorů [72] . Další zesílení signálu v nich je implementováno dvěma způsoby:

Vysoce kvalitní transformátory pro MC hlavy - kompaktní [comm. 7] , snadno vypočítatelný a levný na výrobu produktů [73] . Z hlediska šířky pásma, linearity frekvenční odezvy a nelineárního zkreslení nejsou takové transformátory horší než tranzistorové zesilovací stupně [74] . Z hlediska šumu vítězí transformátory s hlavami s nejnižším odporem, ale pro hlavy MC s relativně vysokým odporem jsou vhodnější tranzistorové zesilovače [75] . Neexistují žádné univerzální transformátory kompatibilní se všemi hlavami MS: skutečné transformátory jsou vždy optimalizovány pro jeden ze tří dílčích rozsahů impedance hlavy (1,5…10, 10…50 a 50…200 Ohm) [76] . Na rozdíl od tvrzení nekalé reklamy nejsou transformátory tiché: jejich vinutí jako každý odpor generuje tepelný šum, který může výrazně zhoršit hladinu hluku celé reprodukční cesty [77] . Výhoda transformátorů oproti tranzistorům není ve fiktivním „bez šumu“, ale v relativně nízké úrovni nízkofrekvenčního blikání (šum 1/f) ve srovnání s tepelným šumem a ve snadné implementaci odhlučněného symetrického zapojení . hlavy do korektoru [78] [79 ] .

Pomocné funkce a zařízení

Typické zesilovače-korektory 21. století jsou „černé skříňky“, které implementují pouze funkce zesílení signálu a frekvenční korekce podle standardu RIAA. Přepínání mezi konfiguracemi MM a MC, nastavení vstupní kapacity a řízení skokového zesílení, pokud to konstrukce umožňuje, se obvykle provádí pomocí propojek na desce . Pouze několik výrobců provádí tyto úpravy funkční, přenesené na zadní ( Lehmannaudio ) nebo přední ( Burmester ) korektoru. Plynulé ovládání zesílení nenalezeno: tato funkce je přiřazena k ovládání hlasitosti předzesilovače, ke kterému je připojen korektor [81] .

V předdigitální éře byly korektory vybavení domácností často vybaveny přepínatelnými „rachotovými filtry“ – hornopropustnými filtry druhého řádu s mezní frekvencí 30 ... 40 Hz [82] . Takové filtry nejen potlačují nežádoucí infrazvukové rušení, ale také zavádějí amplitudové a fázové zkreslení, které jsou patrné uchem; ve výbavě 21. století se nepoužívají [82] . Nejlepším řešením z hlediska zachování původního spektra signálu je Butterworthův filtr třetího řádu podle Sallen-Keeho schématu s mezní frekvencí 20 Hz [83] . S nejlepším potlačením infrazvuku (36 dB při 5 Hz) má minimální „příspěvek“ ke slyšitelnému signálu, který je pro většinu posluchačů nepostřehnutelný [83] .

Profesionální studioví korektoři jsou funkčně složitější než většina domácích zařízení. Například v referenčním korektoru MM Neumann PUE74, který obvykle pracoval ve spojení s raménkem SME 3012 a hlavou Shure V15V, doplňují základní aktivní filtrační obvod na operačním zesilovači čtyři strukturální bloky [84] ] . Na vstupu filtru je zařazena nízkošumová kaskáda na bipolárních tranzistorech , která zajišťuje většinu zesílení signálu (28 ... 40 dB) a paralelně s ní je sledovač tranzistoru s efektem pole [comm. 8] , který řídí napětí na stíněném opletení vstupního kabelu. Aktivní stínění výrazně omezuje průchod souosého šumu na vstup korektoru [85] . High-Q potlačovací filtr , který potlačuje infrazvukové rušení, a parametrický ekvalizér s jedním nízkofrekvenčním a dvěma vysokofrekvenčními kontrolními pásmy jsou zapojeny v sérii na výstup aktivního RIAA filtru, postaveného podle typického obvodu operačního zesilovače [86 ] . Jeho úkolem je doladit end-to-end frekvenční charakteristiku nahrávky, která určuje kvalitu řezu originálního disku [86] .

Základna prvků

Aktivní zesilovací prvky korektorů MM

Pro dosažení přijatelného odstupu signálu od šumu ve vysoce kvalitním zařízení může být vstupní stupeň MM korektoru vyroben na nízkošumovém bipolárním tranzistoru , na tranzistoru s efektem pole s řídicím pn přechodem nebo na nízkošumový operační zesilovač (op-amp). Podle nezávislých měření v letech 1984–2001 spadá poměr signálu k šumu vysoce kvalitních sériových MM korektorů na bázi operačních zesilovačů, bipolárních tranzistorů a tranzistorů s efektem pole do rozsahu 75–80 dBA a poměr signálu k šumový poměr referenčních studiových korektorů Neumann vypočítaný srovnatelnou metodou je 79 dBA [87 ] [comm. 9] . Použití ve vstupních stupních tranzistorů MIS [88] [komunik. 10] , operační zesilovač s neutralizací vstupních proudů [90] [kom. 11] je operační zesilovač s proudovou zpětnou vazbou [91] nežádoucí kvůli vysokému šumu.

Z elektronek nejlepší odstup signálu od šumu poskytují nízkošumové nepřímo žhavené triody s velkým sklonem charakteristiky anoda-mřížka [92] . Čím vyšší je sklon, tím nižší je teoreticky dosažitelné šumové napětí, redukované na vstup stupně [comm. 12] (u skutečných výbojek může být tento ukazatel dvakrát i vícekrát vyšší než vypočítaný z důvodu nadměrného hluku způsobeného materiálem katody a kvalitou výrobního procesu [95] ). Optimální hodnota strmosti je přibližně 20 mA/V; jeho další zvyšování (např. paralelní zapojení více triod) je nepraktické vzhledem k úměrnému růstu anodového proudu a vstupní kapacity kaskády [97] . Nízkovýkonové triody s vysokým napěťovým zesílením ( 6SL7 , ECC83 , 12AX7 a jejich analogy) se špatně hodí pro první stupně korektorů, a to jak kvůli nízkému sklonu, tak kvůli vysoké (100 ... 200 pF) vstupní kapacitě, které mohou překročit optimální kapacitní zátěže pro použitou hlavu [98] . Přímé žárovky jsou nevhodné kvůli nízkému sklonu a silnému mikrofonnímu efektu a pentody v běžném, pentodovém zapojení - kvůli vyšší hladině hluku než triody se stejným sklonem [99] . Naopak, pentody v triodovém zapojení nejsou v hladině hluku horší než triody. Pentody vyvinuté na samém konci éry lamp, například 6Zh52P , mají obzvláště nízký šum blikání , nicméně všechny lampy této řady trpí efektem mikrofonu, vysokou vstupní kapacitou a velkým rozptylem parametrů [100] . Ve druhém a dalších stupních není hlučnost lampy nebo tranzistoru tak důležitá: na prvním místě je požadavek na nízké nelineární zkreslení s dostatečnou přetížitelností [101] .

Z hlediska jednoduchosti obvodu, stability jeho parametrů a jejich reprodukovatelnosti v sériové výrobě je nejlepší volbou pro stavbu MM korektoru nízkošumový operační zesilovač s napěťovou zpětnou vazbou. V minulosti byly široce používány specializované nízkošumové mikroobvody ULF (například LM381 a jeho analog K548UN1), ale s poklesem prodeje audio zařízení byly ukončeny a konstruktéři se vrátili k používání univerzálních operačních zesilovačů [20] . Nejvhodnější k použití jsou specializované audio operační zesilovače s bipolárními vstupními stupni a vstupními zkreslenými proudy nepřesahujícími 100 nA [102] . Operační zesilovače používané v aktivních filtrech musí být stabilní při jednotkovém zisku; v obvodech založených na pasivních filtrech lze také použít nekompenzované operační zesilovače, které jsou nestabilní při jednotkovém zisku [102] . Téměř třicet let [103] byl optimální volbou z hlediska kombinace charakteristik duální bipolární operační zesilovač NE5532 a jeho jediný analog [comm. 13] NE5534 [105] . Poměr signálu k šumu korektorů používajících NE5532 dosáhl 79 dBA ( NAD PP1, 1998) [106] . Koeficient nelineárního zkreslení ( KNI ) tohoto operačního zesilovače se v závislosti na spínacím obvodu a úrovni signálu pohybuje od 0,0005 % do 0,0085 % [ 107] ; pro srovnání, KNI typického korektoru K548UN1 je až 0,1 % [108] . V roce 2007 byl NE5532 nahrazen novým absolutním lídrem - LM4562, překonávající svého předchůdce ve všech ohledech, kromě spektrální hustoty vstupního šumového proudu [109] . Pro snížení hladiny hluku je ke vstupu operačního zesilovače připojena nízkošumová diferenciální kaskáda na diskrétních tranzistorech. Pro snížení nelineárního zkreslení je výstupní stupeň operačního zesilovače převeden do čistého režimu A připojením vysoce lineárního emitorového sledovače k ​​výstupu operačního zesilovače .

Z hlediska přetížitelnosti poskytují vakuové trubice nejlepší rezervu přetížení. Rozsah lineárně zesíleného napětí na výstupu lampového stupně je desítky V a v praxi je omezen pouze mezní hodnotou proudu dodávaného do zátěže. Zesilovače na bázi diskrétních tranzistorů mohou mít také vysokou přetížitelnost na úrovni elektronkových zesilovačů. Například v korektoru předzesilovače Technics SU9600 (1974) byla přijatelná úroveň vstupního napětí při frekvenci 1 kHz 900 mV. K tomu konstruktéři zvýšili rozsah napájecích napětí na docela „elektronových“ 160 V s odpovídajícím vysokým příkonem [110] . Nevýhodou vysoké přetížitelnosti elektronkových a "vysokonapěťových" tranzistorových obvodů je složitost a vysoká cena napájecího zdroje . Je mnohem snazší a levnější poskytovat vysoce kvalitní napájení nízkonapěťovým nízkonapěťovým obvodům na diskrétních tranzistorech nebo operačních zesilovačích.

Aktivní zesilovací prvky MS korektorů

Pro vstupní stupně MS korektorů je šum nízkošumových operačních zesilovačů, tranzistorů s efektem pole a vakuových triod nepřijatelně vysoký [112] . Beztransformátorové vstupní stupně MS korektorů jsou téměř nesporně postaveny na nízkošumových bipolárních tranzistorech [75] . Absolutní záznam odstupu signálu od šumu 81 dBA sdílejí korektory Linn a Burmester MS a pro většinu sériových produktů je odstup signálu od šumu stanovený šumem prvního stupně 65 ... 75 dBA [106] .

Nejlepší nízkošumové tranzistory dostupné konstruktérům 21. století jsou nízkošumové, řádově 10 ohmů [comm. 14] , základní odpor a proudový zesilovací faktor alespoň 500 [114] . Frekvence, pod kterou dominuje blikání šumu v šumu tranzistoru, by měla být co nejnižší (ne více než 500 Hz) [115] . V praxi je výběr omezen na malý soubor specializovaných nástrojů [116] ; sériové korektory před svým vydáním využívaly paralelní zapojení více „obyčejných“ nízkošumových nízkovýkonových tranzistorů, v amatérských provedeních – středně výkonných tranzistorů [117] .

Optimální z hlediska odstupu signálu od šumu je kolektorový proud vstupního tranzistoru nepřímo úměrný odporu zdroje signálu [118] . U nízkoodporových MS hlav je volba optimálního proudu nemožná (odpor těchto hlav je příliš nízký oproti odporu báze tranzistoru), proto je vhodné zapojit hlavy s odporem pod 20 Ohm na korektor přes zvyšovací transformátor [75] . Pro vysokoodporové MS hlavy je optimální kolektorový proud 100 µA nebo více; takové hlavy se připojují přímo na vstup tranzistorového stupně [75] . U MM hlav je výběr režimu komplikovaný tím, že výstupní impedance hlavy se mění v širokém rozsahu s frekvencí, od cca 700 Ω do 20 kΩ [119] . V 80. letech minulého století nebylo možné vybrat optimální proud pro tento rozsah odporu (vypočtený proud se ukázal jako nepřijatelně nízký), takže konstruktéři byli nuceni volit větší, neoptimální hodnoty [120] . Při použití pokročilejších tranzistorů pozdějšího vývoje jsou optimální proudy řádově 100 μA [121] .

Pasivní součástky

Volba kondenzátorů , rezistorů a vodičů pro špičková zařízení  je kontroverzní, kontroverzní téma, přetížené reklamními sliby a subjektivními hodnoceními [122] . Z hlediska objektivních, přístrojově reprodukovatelných dat se volba komponent řídí řadou jednoduchých zásad.

Pro snížení tepelného šumu odporů, kterými protéká střídavý proud zvukového signálu, by měly být jejich hodnoty voleny tak nízké, jak to vybraná aktivní zařízení umožňují [123] [124] [comm. 15] . Pro snížení nadměrného šumu odporů, kterými protéká stejnosměrný proud, nelineárních zkreslení a teplotní závislosti jsou preferovány drátové [125] , bór-uhlíkové [126] a kovové filmové odpory [125] [126] (včetně např. rezervace [komunikace 16] , tenkovrstvé odpory pro povrchovou montáž [128] ). Čím vyšší je jmenovitý výkon, tím nižší je nadměrný hluk, přičemž všechny ostatní věci jsou stejné [129] . Uhlíkové, kompozitní rezistory z oxidů kovů (včetně silnovrstvých rezistorů pro povrchovou montáž) jsou ve vysoce kvalitním zařízení nepřijatelné [130] .

V rozvodových řetězcích korektorů se používá vysoce kvalitní polystyren , polypropylen , fluoroplast („ teflon “) a pro malé nominální hodnoty - slídové kondenzátory; z hlediska počáteční přesnosti a kapacitní stability jsou preferovány polystyrenové kondenzátory [131] [132] . Vysoce kvalitní nízkohodnotné keramické kondenzátory s nízkým TKE jsou vhodné pro vysokofrekvenční korekční obvody operačních zesilovačů a polyesterové ( polyethylentereftalátové ) kondenzátory jsou nežádoucí z důvodu relativně vysokého nelineárního zkreslení [133] [132] . Elektrolytické kondenzátory jsou v časovacích obvodech nepřijatelné, nežádoucí na vstupu prvního stupně korektoru, ale mohou být použity jako mezistupňové kondenzátory za předpokladu, že mezní frekvence mezistupňového RC filtru je mnohem menší než 20 Hz [134] [135] . Vlastní šum elektrolytického kondenzátoru je minimální, když konstantní napětí aplikované na desky je 20 ... 50 % jmenovitého [134] .

Nejlepším materiálem vodiče je obyčejná elektrická měď [136] . Použití stříbra neposkytuje objektivně hmatatelné výhody [137] . Pokovení konektorů zlatem zlepšuje jejich odolnost vůči korozi , ale je trvanlivé pouze samo o sobě, když je zlatá vrstva oddělena od měděné základny vrstvou niklu [138] . Většina výrobců aplikuje zlato přímo na měď, což má rychle za následek zčernání „zlata“ [139] .

Filtrační obvod RIAA

Kmitočtové vyrovnání podle standardu RIAA lze realizovat jak s aktivními , tak s pasivními filtry a kombinacemi dvou typů filtrů. Volba mezi aktivními a pasivními filtry je dána především typem zvoleného zesilovače.

Pasivní filtry vyžadují vyšší zisky signálu než aktivní filtry na vstupu frekvenčně závislého obvodu; pracují s vyššími signálovými napětími a kladou proto větší nároky na přetížitelnost zesilovacích stupňů. Například, aby bylo zajištěno typické zesílení 40 dB při 1 kHz pro MM ekvalizéry, musí být celkový zisk stupňů obsluhujících pasivní filtr alespoň 60 dB v celém audiofrekvenčním rozsahu [140] . Přesná reprodukce křivky RIAA pasivním filtrem navíc předpokládá, že vstupní zatěžovací impedance filtru je dostatečně velká a konstantní v celém audiofrekvenčním rozsahu (v tomto případě může být dosažitelná odchylka od standardu znatelně menší než v aktivní filtr využívající ekvivalentní pasivní součástky [141] ) . Tyto podmínky nejlépe splňují vakuové triody [140] .

Aktivní filtry pracují s menším signálovým napětím než pasivní filtry: maximální signálové napětí v kterémkoli bodě aktivního filtru se rovná jeho výstupnímu napětí. Proto jsou aktivní filtry méně náchylné k přetížení a mohou být implementovány na libovolné bázi prvků. Věrná reprodukce křivky RIAA však znamená vysoký zisk v otevřené smyčce; v praxi tento požadavek splňuje jediná možnost - integrovaný nebo diskrétní operační zesilovač krytý frekvenčně závislou sériovou zápornou zpětnou vazbou .

Aktivní filtry s paralelní zpětnou vazbou se snáze počítají a jsou odolnější proti přetížení „cvaknutím“, ale u vysoce kvalitních zařízení se nepoužívají kvůli vysoké hladině hluku [142] . Když je MM hlava připojena přímo na vstup takového filtru, je hladina hluku na jejím výstupu vyšší než hladina hluku na výstupu filtru se sekvenční zpětnou vazbou, o 13 ... 15 dB, v nižších oktávách zvukový rozsah, rozdíl přesahuje 30 dB [22] [142] . Pro ucho je šum paralelního zpětnovazebního filtru vnímán jako nízkofrekvenční brum, šum sériového zpětnovazebního filtru je vnímán jako tichý vysokofrekvenční sykot [143] . Jediným způsobem, jak snížit šum paralelního zpětnovazebního filtru, je připojit další nízkoimpedanční zesilovací stupeň mezi jeho vstup a vývody hlavy [144] .

Aktivní filtr se sekvenční zpětnou vazbou

Typický levný, ale zároveň dostatečně kvalitní MM korektor je postaven na jediném nízkošumovém operačním zesilovači s bipolárními vstupy (A1), krytým frekvenčně závislým zpětnovazebním obvodem.

Horní rameno obvodu OOS Z, které určuje frekvenční charakteristiku korektoru v oblasti audiofrekvenční, lze konstruovat různými způsoby. V praxi se používají čtyři konfigurace (řetězce A, B, C a D podle Lipschitze), z nichž nejrozšířenější je řetězec A [145] . Všechny možnosti jsou elektricky ekvivalentní, ale pouze obvody A a D lze postavit na jednotlivých kondenzátorech řady E24 , zatímco obvod A je snazší vypočítat [146] . Obvod B je nejobtížnější ve výpočtu a výběru součástek, ale byl také široce používán v sériových zesilovačích 70. let [147] . Okruh A je při jemném doladění frekvenční charakteristiky výhodnější než ostatní, ale v praxi to nevadí. Přesné dodržení normy je zajištěno nikoli laděním, ale pouze přesností výpočtu a výběrem kapacit a odporů [148] . Aby se frekvenční odezva obvodu A neodchýlila od vypočítané o více než 0,1 dB, skutečné hodnoty odporu by se neměly lišit od vypočítaných o více než 2 %, hodnoty kapacity - ne více než 0,8 ... 1,2 % [149] . Taková přesnost je teoreticky dosažitelná při použití přesných jednotlivých součástek řady E96 a prakticky pouze u sady R1 a R2 z několika paralelně zapojených odporů řady E12 nebo E24 [150] .

Odpor R0 nastavuje maximální zisk aktivního filtru a nepodílí se přímo na vytváření frekvenční charakteristiky. Tepelný šum R0 aplikovaný přímo na invertující vstup operačního zesilovače může znatelně zhoršit odstup signálu od šumu korektoru, proto je hodnota R0 volena co nejnižší, řádově 200 Ω [151] . V praxi se zpravidla zapojuje do série s R0 velký kondenzátor C0, který zabraňuje zesilování infrazvukových frekvencí a stejnosměrného napětí. Aby zkreslení jím vnesené frekvenční charakteristiky nepřesáhlo 0,1 dB, neměla by mezní frekvence obvodu R0C0 překročit 3,3 Hz [152] . Použití obvodu R0C0 k vytvoření nízkofrekvenční větve křivky RIAA je nepřijatelné kvůli znatelným nelineárním zkreslením způsobeným elektrolytickými kondenzátory a značnému rozptylu jejich hodnot [153] . Výstupní kondenzátor Cout, nejlépe polypropylenový, je nutný kvůli značnému stejnosměrnému napětí, které se vyskytuje na výstupu operačního zesilovače [154] . V obvodech založených na operačních zesilovačích s velkými vstupními proudy, řádově několik stovek nA, může být zapotřebí také vstupní oddělovací kondenzátor k blokování toku vstupního proudu operačního zesilovače přes vinutí hlavy [155] . Zde je vhodné poznamenat, že existuje vliv minimálního proudu elektrickým konektorem pro udržení spojení ve stavu definovaném jeho technickou dokumentací [156] [157] ( odkazy v angličtině ). Proto může být užitečná přítomnost konstantní složky ve slabých signálech, které mají v cestě mechanické spoje (za předpokladu, že malý stejnosměrný proud nevede k předpětí vinutí nebo jiným negativním účinkům); nebo musí být spoje trvalé ( pájení , svařování ).

Na ultrazvukových frekvencích se ideální křivka RIAA svažuje monotónně se strmostí 20 dB za dekádu, ale v základním obvodu aktivního filtru zisk nikdy neklesne pod jednotku [70] . V typickém ekvalizéru se ziskem 1 kHz 35 dB je vypočtená frekvence, při které filtr degeneruje do následovníka, 118 kHz [70] . Chyba, kterou tato nula přenosové funkce zavádí , nepřesahuje 0,1 dB v rámci zvukového rozsahu, a proto nevyžaduje žádnou korekci [70] . Pokud je zisk filtru při frekvenci 1 kHz 30 dB nebo méně, pak je nulová frekvence snížena natolik, že odchylka frekvenční odezvy je sluchově patrná [70] . Pro kompenzaci této chyby se na výstupu operačního zesilovače zapíná přídavná pasivní dolní propust prvního řádu (R3C3) s mezní frekvencí přesně rovnou frekvenci vysokofrekvenční nuly, například 63 kHz pro Ku = 30 dB [152] .}

Aktivně-pasivní filtr založený na aktivním filtru

V literatuře je popsána řada kombinovaných konfigurací aktivních-pasivních korektorů, lišících se rozložením časových konstant křivky RIAA mezi aktivní a pasivní vazby. Nejběžnější konfigurace [158] [159] opakuje výše diskutovaný aktivní filtrační obvod s vysokofrekvenční kompenzací nuly se třemi významnými změnami:

Nevýhodou této konfigurace (jako u všech pasivních obvodů) je potřeba většího zesílení vysokofrekvenční a ultrazvukové složky vstupního signálu [158] . Na jedné straně se tím zužuje rezerva přetížení (o 18 dB při frekvenci 20 kHz, o 34 dB při frekvenci 100 kHz) [161] . Na druhou stranu to zpřísňuje požadavky na rychlost a rezervu zesílení smyčky operačního zesilovače a vytváří možnost nepřijatelně vysokých nelineárních a intermodulačních zkreslení na vysokých frekvencích [161] . Proto je v praktických návrzích záměrně sníženo zesílení aktivního filtru na 20...30 dB na 1 kHz a chybějících 10...20 dB zesílení zajistí koncový stupeň [162] .

Dvoustupňový pasivní filtr

Nejjednodušší korektor s čistě pasivní filtrací se skládá ze dvou zesilovacích stupňů na bázi triod nebo operačních zesilovačů, mezi které je zapojen RC obvod pasivního RIAA filtru [141] . V praxi převažují filtry odvozené od řetězců B a C podle Lipschitze [163] [164] (N1 a N2 podle Younga [141] ). V těchto konfiguracích je stupnice útlumu signálu zesíleného předchozím stupněm nastavena odporem R1 „odpojeným“ od jádra RC obvodu, přičemž alespoň jedna z kapacit je vždy připojena ke společnému vodiči [163] [ 164] . V elektronkových korektorech se téměř bez alternativy používá obvod typu C, což výrazně zjednodušuje výpočet filtru, korigovaného na Millerovy kapacity výbojek a parazitní kapacity instalace [164] . Frekvenční charakteristika reálného zařízení závisí kromě uvedených kapacit také na výstupní impedanci prvního stupně a vstupní impedanci druhého stupně. V korektorech operačních zesilovačů tyto odpory prakticky neovlivňují přesnost dodržování normy. U korektorů na bázi triod je nelze zanedbat a jejich vliv je kompenzován úpravou odporů a kapacit filtru [165] .

Rozdělení celkového zisku mezi dva stupně je problém, který nemá jednoznačné řešení. Z hlediska minimalizace šumu je vhodnější soustředit celý nebo téměř celý zisk (50…60 dB) do prvního stupně, ale tento stupeň bude nevyhnutelně vystaven přetížení [166] . Z hlediska přetížitelnosti je výhodnější přibližně rovnoměrné rozdělení zesílení mezi stupně - za cenu zhoršení odstupu signálu od šumu [166] . Přetížení i šum takových obvodů se objevují především při vysokých frekvencích [166] . Vzhledem k nemožnosti optimalizovat jak hladinu hluku, tak přetížitelnost nedoporučují nezávislí autoři (Douglas Self [167] , Morgan Jones [164] ) použití dvoustupňového obvodu ani v tranzistorových, ani v elektronkových obvodech; firmy audio operačních zesilovačů ( Analog Devices [168] , Sonic Imagery [169] , Texas Instruments [170] ) jej naopak preferují.

Třístupňový pasivní filtr

U korektorů tohoto typu je frekvenční filtrování rozděleno mezi dva pasivní RC filtry, z nichž jeden implementuje jednu ze tří časových konstant, druhý implementuje dvě časové konstanty standardu RIAA. Minimální sada aktivních stupňů, které „obsluhují“ tyto obvody, se skládá ze dvou napěťových zesilovačů a jednoho sledovače výstupního napětí. V ideálním případě jsou všechny součástky korektoru propojeny přímo, bez použití vazebních kondenzátorů (takové řešení je technicky možné nejen u tranzistorových, ale i u lampových obvodů, kde se v praxi používá třístupňové zapojení) [171] ; přitom se předpětí prvního operačního zesilovače zesílí desetinásobně až statisíckrát a už ho nelze zanedbat. Dalším problémem bude výběr integrovaných operačních zesilovačů současně s nízkým předpětím a dobrými zvukovými parametry ( TO NI , přetížitelnost, rychlost přeběhu výstupního napětí).

Stejně jako v případě aktivních-pasivních korektorů existuje mnoho způsobů, jak rozdělit tři časové konstanty mezi dva RC obvody, ale pouze jedna z nich má praktický význam [172] . V této konfiguraci se mezi prvním a druhým stupněm zapíná jednoduchá RC dolní propust s časovou konstantou 75 µs a je vytvořena nízkofrekvenční větev frekvenční charakteristiky s časovými konstantami 3180 a 318 µs. přiřazeno RC obvodu zapojenému mezi druhý a třetí stupeň [172] . Takové obvody jsou nejméně náchylné na přetížení na vysokých frekvencích: čím je „proti proudu“ umístěn dolní propust, která tvoří vysokofrekvenční větev frekvenční charakteristiky, tím nižší je rušivé napětí na vstupech druhého a třetího stupně. [165] . A naopak, čím dále od vstupu je umístěn zašuměný RC obvod, který tvoří nízkofrekvenční větev frekvenční charakteristiky, tím je hladina vlastního šumu korektoru nižší (šumový „příspěvek“ nejjednodušších nízko- propustný filtr lze snadno snížit na zanedbatelné hodnoty) [159] .

Filtry korektorů rovnováhy

Všechny předchozí konfigurace filtrů předpokládaly tradiční jednofázové zesílení signálu. V plně vyvážených dvoufázových zesilovacích kanálech je pasivní filtrování nejjednodušeji implementováno ve dvoustupňovém nebo třístupňovém schématu. Pro přeměnu jednofázového asymetrického RC filtru na plně symetrický stačí rozdělit filtrační rezistor na dvě poloviny, mezi kterými se sepne kapacita filtru. Výstupní protifázová napětí jsou odstraněna z desek této kapacity [173] .

Komentáře

  1. ↑ 1 2 3 Paralelní obvod zpětné vazby napětí je připojen na vstup zesilovače paralelně se vstupním signálem a přímo odvádí vstupní proud zdroje signálu (odtud anglicky shunt feedback ). Zásadní nevýhodou paralelního OS je nutnost zařadit do obvodu poměrně velký odporový vstupní signál, který nevyhnutelně generuje tepelný šum . Obvody se sériovou napěťovou zpětnou vazbou, u kterých je výstup zpětnovazebního obvodu zapojen sériově se zdrojem signálu, tuto nevýhodu nemají.
  2. ↑ Douglas Self. Návrh předzesilovačů s pohyblivou cívkou // Electronics & Wireless World. - 1987. - č. 12.
  3. ↑ V této souvislosti je jedno, zda mluvíme o okamžitých nebo RMS ukazatelích. V obou případech je napětí přímo úměrné rychlosti vibrací
  4. ↑ První číslice odkazuje na stereo nahrávky podle GOST 7893-72, druhá na monofonní podle stejného GOST, třetí na specifikace přijaté v SSSR v roce 1978 [40] . Podobné průmyslové standardy byly uplatňovány také v západních zemích (odkud pochází zařízení používané v SSSR Ortofonem a Georgem Neumannem)
  5. ↑ Autoři neupřesňují, zda mluvíme o prvním originálu (negativní) nebo druhém (pozitivním). Z hlediska významu a poměru čísel jde o druhý původní (kladný)
  6. ↑ Nevážené hodnoty v pásmu 20-20000 Hz. Použití váhového filtru typu A snižuje vypočtené hodnoty o 4,4 dB [67]
  7. ↑ Délka a šířka jádra typického MC transformátoru není větší než 20 mm [73]
  8. ↑ Použití bipolárního tranzistoru v této roli by vedlo ke zdvojnásobení aktuálního šumového výkonu na vstupu korektoru. Proudový šum tranzistoru s efektem pole je tak malý, že prakticky neovlivňuje šum zvukové cesty.
  9. ↑ Hodnota odstupu signálu od šumu závisí jak na způsobu prezentace dat (nevážený nebo vážený šum, volba nominální úrovně 5, 8 nebo 10 cm/s atd.), tak na impedanci zdroj signálu. Údaje jsou uvedeny pro ekvivalent standardní magnetické hlavy s impedancí 1 kΩ + 500 mH vzhledem k nominální rychlosti vibrací 5 cm/s [87] .
  10. ↑ Kanálový šum MOS tranzistoru je srovnatelný s kanálovým šumem pn přechodového tranzistoru, ale navíc se MOS tranzistory vyznačují nepřijatelně vysokou úrovní nízkofrekvenčního blikajícího šumu [89] . V 21. století se situace nezměnila [88] .
  11. ↑ Nízkošumové operační zesilovače s neutralizací vstupních proudů realizují své schopnosti pouze tehdy, když jsou odpory zdrojů signálu obou vstupů operačního zesilovače stejné. S asymetrií vstupních obvodů, nevyhnutelné u korektorů, se výrazně zvyšuje hladina šumu operačního zesilovače [90] .
  12. ↑ Ekvivalentní odpor vnitřního šumu triody (Resh) je nepřímo úměrný strmosti její charakteristiky anoda-mřížka v pracovním bodě. Například Resh triody s transkonduktancí 12 mA/V je přibližně 250 ohmů [93] . Taková trioda šumí stejně jako šumí ideální bezhlučné zařízení, v jehož vstupním obvodu je zařazen generátor tepelného šumu - přídavný odpor 250 Ω [93] . Hustota šumu takové triody redukovaná na vstup je 2 nV / Hz, šumové napětí redukované na vstup v pásmu 20 ... 20000 Hz je 0,28 μV. Pro srovnání u nízkošumové zvukové pentody EF86 (6Zh32P) jsou tyto vypočtené indikátory v normálním režimu 8 nV / Hz a 1,14 μV [94] . Skutečné šumové napětí EF86 je podle vývojáře ( Mullard ) až 2,8 μV [95] . Ve stupních lamp s odpory také významně přispívá hluk výstřelu od zátěže anody [96] .
  13. ↑ NE5534 je analog, ale ne přesná kopie „poloviny“ NE5532. NE5532 je stabilní při jednotkovém zisku; NE5534 bez externí korekční kapacity je stabilní pouze při zisku 3 nebo více [104]
  14. ↑ Absolutní rekord mezi jednotlivými tranzistory (Rb ≈ 2 Ohm) měl k roku 2010 ukončený (a ničím nenahrazený) tranzistor 2SB737 [113] .
  15. ↑ Výjimkou jsou paralelní obvody OS aktivních filtrů připojené přímo k vysokoodporovým hlavicím. Odpor těchto obvodů by měl být naopak vysoký [22] . Vzhledem k poměru signálu k šumu, který je horší než u alternativních konfigurací, se však aktivní filtry s paralelními OS v moderních obvodech prakticky nepoužívají.
  16. ↑ Nelineární zkreslení tenkovrstvých čipových rezistorů je minimální při velkých velikostech (0805, 1206) a relativně nízkých odporech (100 Ohm ... 7 kOhm). S nárůstem odporu a se zmenšením velikosti výrazně narůstají nelineární zkreslení [127] .

Poznámky

  1. ↑ Sukhov, 1985 , str. 59, 62.
  2. ↑ Jones, 2003 , str. 548, 621. Obě hodnoty jsou efektivní limit napětí.
  3. ↑ 12 Morgan , 2012 , str. 646.
  4. ↑ Jung, 2005 , str. 2005.
  5. ↑ 1 2 Degrell, 1982 , str. 56.
  6. ↑ 1 2 Degrell, 1982 , str. 57.
  7. ↑ 1 2 Sukhov, 1985 , s. 61.
  8. ↑ 1 2 3 Hood, 1997 , str. 206.
  9. ↑ 1 2 Návod k přijímací trubici RCA. - RCA, 1966. - S. 25-17.
  10. ↑ Hood, 1997 , pp. 203, 202 (obr. 10.3.a).
  11. ↑ Hood, 1997 , pp. 204-205.
  12. ↑ 1 2 3 Self, 2010 , str. 184.
  13. ↑ 1 2 Sukhov, 1985 , s. 77.
  14. ↑ 1 2 3 Jones, 2003 , str. 520.
  15. ↑ Sukhov, 1985 , str. 77-78.
  16. ↑ 1 2 Sukhov, 1985 , s. 79-81.
  17. ↑ Hood, 1997 , pp. 205-206.
  18. ↑ Self, 2010 , str. 187.
  19. ↑ Sukhov, 1985 , str. 82.
  20. ↑ 12 Hood , 1995 , s. 127.
  21. ↑ Sukhov, 1985 , str. 82-83.
  22. ↑ 1 2 3 H. P. Walker. Nízkošumové audio zesilovače // Wireless World. - 1972. - Č. května. - S. 233-237.
  23. ↑ Howard, 2009 , str. 2.
  24. ↑ Lipschitz, 1979 , s. 2.
  25. ↑ Self, 2010 , str. 175.
  26. ↑ Jones, 2003 , str. 599.
  27. ↑ Hood, 1997 , str. 212.
  28. ↑ White and Louie, 2005 , str. 487.
  29. ↑ Vogel, 2008 , s. 183.
  30. ↑ Vogel, 2008 , s. 183-184.
  31. ↑ Self, 2014 , pp. 214, 215.
  32. ↑ Vogel, 2008 , s. 6.
  33. ↑ 1 2 Self, 2014 , pp. 216, 245.
  34. ↑ Jones, 2003 , str. 548,621.
  35. ↑ 1 2 Self, 2014 , str. 211.
  36. ↑ Self, 2010 , str. 207.
  37. ↑ Self, 2014 , pp. 329, 330.
  38. ↑ 1 2 3 Self, 2014 , str. 329.
  39. ↑ 1 2 3 White and Louie, 2005 , str. 61.
  40. ↑ Aršinov, V. Gramofonové desky. Státní normy // Rádio. - 1977. - č. 9 . - S. 42-44 .
  41. ↑ 1 2 Self, 2014 , str. 212.
  42. ↑ 12 Jones , 2003 , str. 521.
  43. ↑ Jones, 2003 , str. 522.
  44. ↑ 1 2 Self, 2014 , str. 207.
  45. ↑ 1 2 3 Self, 2014 , str. 208.
  46. ↑ 1 2 Apollonova a Shumova, 1978 , str. 113-114.
  47. ↑ Vogel, 2008 , s. 125.
  48. ↑ Vogel, 2008 , s. 126-127.
  49. ↑ 12 Vogel , 2008 , s. 139.
  50. ↑ Copeland, P. Manuál technik obnovy analogového zvuku  : [ arch. 22. prosince 2015 ]. - Britská knihovna, 2008. - S. 148, 150.
  51. ↑ Vogel, 2008 , s. 11-12.
  52. ↑ Vogel, 2008 , s. 12-13.
  53. ↑ Galo, G. Ekvalizace nahrávání disku Demystified // ARSC Journal. - 1996. - S. 44-54.
  54. ↑ 1 2 3 Jones, 2003 , str. 516.
  55. ↑ Self, 2010 , str. 166.
  56. ↑ Self, 2014 , str. 330.
  57. ↑ 1 2 3 Self, 2010 , str. 182.
  58. ↑ Self, 2014 , str. 311.
  59. ↑ 1 2 Self, 2014 , str. 256.
  60. ↑ Sukhov, 1985 , str. 61, 89-90.
  61. ↑ Sukhov, 1985 , str. 89.
  62. ↑ 1 2 3 Vogel, 2008 , str. 169.
  63. ↑ Sukhov, 1985 , str. 90-91.
  64. ↑ Vogel, 2008 , s. 22.
  65. ↑ 1 2 3 Self, 2014 , str. 331.
  66. ↑ Jones, 2003 , str. 519.
  67. ↑ Self, 2014 , str. 319.
  68. ↑ 12 Jones , 2003 , str. 520-523.
  69. ↑ Apollonova a Shumova, 1978 , str. padesáti.
  70. ↑ 1 2 3 4 5 Self, 2010 , str. 169.
  71. ↑ Vogel, 2008 , Kapitola 8. Sítě RIAA.
  72. ↑ 12 Vogel , 2008 , s. 181.
  73. ↑ 1 2 Baxandall, 2013 , str. 2,142.
  74. ↑ Vogel, 2008 , s. 107, 110.
  75. ↑ 1 2 3 4 Vogel, 2008 , s. 44.
  76. ↑ Vogel, 2008 , s. 107.
  77. ↑ Vogel, 2008 , s. 106.
  78. ↑ Vogel, 2008 , s. 190.
  79. ↑ Baxandall, 2013 , str. 2,143.
  80. ↑ Vogel, 2008 , s. 144-146.
  81. ↑ Self, 2008 , str. 163.
  82. ↑ 1 2 Self, 2008 , s. 138.
  83. ↑ 1 2 Self, 2008 , pp. 201-202.
  84. ↑ Vogel, 2008 , s. 127, 144, 145.
  85. ↑ Vogel, 2008 , s. 144.
  86. ↑ 12 Vogel , 2008 , s. 144, 145.
  87. ↑ 12 Vogel , 2008 , s. 142.
  88. ↑ 12 Vogel , 2008 , s. 55.
  89. ↑ Sukhov, 1985 , str. 68.
  90. ↑ 1 2 Self, 2010 , str. 97.
  91. ↑ Vogel, 2008 , s. 86.
  92. ↑ Jones, 2003 , str. 536.
  93. ↑ 12 Vogel , 2008 , s. 72.
  94. ↑ Vogel, 2008 , s. 74.
  95. ↑ 12 Jones , 2003 , str. 534.
  96. ↑ Vogel, 2008 , s. 76.
  97. ↑ Jones, 2003 , str. 534-536, 557.
  98. ↑ Jones, 2003 , str. 529, 537.
  99. ↑ Jones, 2003 , str. 533-534, 536.
  100. ↑ Blencowe, 2016 , str. 240.
  101. ↑ Jones, 2003 , str. 561.
  102. ↑ 12 Jung , 2005 , str. 438.
  103. ↑ Self, 2010 , str. 123.
  104. ↑ Self, 2010 , str. 98.
  105. ↑ Self, 2010 , pp. 95, 115, 119.
  106. ↑ 12 Vogel , 2008 , s. 143.
  107. ↑ Self, 2010 , pp. 104-106.
  108. ↑ Sukhov, 1985 , str. 84.
  109. ↑ Self, 2010 , pp. 121-124.
  110. ↑ Self, 2010 , pp. 187-186.
  111. ↑ 2SC2240 Low Noise Audio Amplifier Applications (datasheet) // Datasheets Toshiba . - 2003. - S. 4.
  112. ↑ Vogel, 2008 , s. 75-78.
  113. ↑ Self, 2010 , str. dvacet.
  114. ↑ Vogel, 2008 , s. 43.
  115. ↑ Sukhov, 1985 , str. 64.
  116. ↑ Vogel, 2008 , s. 44-48.
  117. ↑ Hood, 1997 , str. 207.
  118. ↑ Sukhov, 1985 , str. 67, poslední vzorec na stránce při L=0.
  119. ↑ Vogel, 2008 , s. 28.
  120. ↑ Sukhov, 1985 , str. 67-68.
  121. ↑ Vogel, 2008 , s. 29.
  122. ↑ Self, 2010 , pp. 33-34.
  123. ↑ Sukhov, 1985 , str. 69.
  124. ↑ Self, 2010 , pp. 170, 189.
  125. ↑ 1 2 Self, 2010 , str. 46.
  126. ↑ 1 2 Sukhov, 1985 , s. 76.
  127. ↑ Self, 2010 , str. padesáti.
  128. ↑ Self, 2010 , str. 44.
  129. ↑ Self, 2010 , str. 47.
  130. ↑ Self, 2010 , pp. 42-47.
  131. ↑ Self, 2010 , str. 55.
  132. ↑ 12 Jung , 2005 , str. 435.
  133. ↑ Self, 2010 , pp. 52, 55.
  134. ↑ 1 2 Sukhov, 1985 , s. 76-77.
  135. ↑ Self, 2010 , pp. 52, 60.
  136. ↑ Self, 2010 , str. 35.
  137. ↑ Self, 2010 , str. 34.
  138. ↑ Self, 2010 , pp. 35, 36.
  139. ↑ Self, 2010 , str. 36.
  140. ↑ 12 Vogel , 2008 , s. 228-229.
  141. ↑ 1 2 3 Jung, 2005 , str. 443.
  142. ↑ 1 2 Self, 2010 , str. 171.
  143. ↑ Hood, 1997 , str. 201.
  144. ↑ Aleksenko, 1985 , str. 218-219, Obr. 7.12.
  145. ↑ Lipschitz, 1979 , pp. 4, 37.
  146. ↑ Lipschitz, 1979 , pp. 15, 16.
  147. ↑ Lipschitz, 1979 , s. dvacet.
  148. ↑ Lipschitz, 1979 , pp. 17, 27.
  149. ↑ Self, 2010 , pp. 175-178.
  150. ↑ Self, 2010 , pp. 168, 178.
  151. ↑ Self, 2010 , pp. 169, 170.
  152. ↑ 1 2 Self, 2010 , str. 170.
  153. ↑ Self, 2010 , str. 167.
  154. ↑ Jung, 2005 , str. 438, 441.
  155. ↑ Jung, 2005 , str. 441.
  156. ↑ allaboutcircuits.com . Získáno 26. srpna 2017. Archivováno z originálu dne 26. srpna 2017.
  157. ↑ Smáčecí proud - Wikipedie . Získáno 26. srpna 2017. Archivováno z originálu 19. srpna 2017.
  158. ↑ 1 2 Self, 2010 , str. 172.
  159. ↑ 12 Vogel , 2008 , s. 238.
  160. ↑ Vogel, 2008 , s. 239.
  161. ↑ 1 2 3 Self, 2010 , pp. 172-174.
  162. ↑ Vogel, 2008 , s. 190, 240.
  163. ↑ 12 Hood , 1997 , s. 203.
  164. ↑ 1 2 3 4 Jones, 2003 , str. 525.
  165. ↑ 12 Jones , 2003 , str. 527.
  166. ↑ 1 2 3 Jung, 2005 , str. 445.
  167. ↑ Self, 2010 , str. 174.
  168. ↑ Jung, 2005 , str. 444.
  169. ↑ Richard Ian Doporto. Pasivně ekvalizovaný RIAA Phono Předzesilovač  : [ arch. 16. ledna 2017 ] // Sonic Imagery Labs. Poznámky k aplikaci profesionálních audio produktů. - 2013. - č. AN-13 (březen).
  170. ↑ LME49860 44V duální vysoce výkonný operační zesilovač s vysokou věrností zvuku  : [ arch. 16. ledna 2017 ] // Texas Instruments. - 2007. - č. SNAS389B (červen). — P. 2.
  171. ↑ Jones, 2003 , str. 528.
  172. ↑ 12 Jones , 2003 , str. 526.
  173. ↑ Vogel, 2008 , s. 250.

Zdroje